Неинвертирующее включение

Неинвертирующее включение

При неинвертирующем  включении входной сигнал подается на неинвертирующий вход ОУ, а на инвертирующий вход через делитель на резисторах R₁ и R₂ поступает сигнал с выхода усилителя (рис. 6). Здесь коэффициент усиления схемы K найдем, положив в (6) U₂ = 0, R₃ = 0, R₄ бесконечно велико. Получим:

Рис. 6. Неинвертирующее включение ОУ

Как видно, здесь  выходной сигнал синфазен входному. Коэффициент  усиления по напряжению не может быть меньше единицы. В предельном случае, если выход ОУ накоротко соединен с инвертирующим входом, этот коэффициент  равен единице. Такие схемы называют неинвертирующими повторителями и изготавливают серийно в виде отдельных ИМС по нескольку усилителей в одном корпусе. Входное сопротивление этой схемы в идеале - бесконечно. Ниже будет показано, что у повторителя на реальном операционном усилителе это сопротивление конечно, хотя и весьма велико.

Для уяснения принципов действия схем на ОУ и приближенного их анализа оказывается полезным ввести понятие идеального операционного усилителя. Будем называть идеальным операционный усилитель, который имеет следующие свойства:

1. бесконечно большой дифференциальный коэффициент усиления по напряжению K_U=DU_вых /D(U₁ - U₂) (у реальных ОУ от 1 тыс. до 100 млн.);
2. нулевое напряжение смещения нуля U_см, т.е. при равенстве входных напряжений выходное напряжение равно нулю (у реальных ОУ U_см, приведенное ко входу, находится в пределах от 5 мкВ до 50 мВ);
3. нулевые входные токи (у реальных ОУ от сотых долей пА до единиц мкА);
4. нулевое выходное сопротивление (у реальных маломощных ОУ от десятков Ом до единиц кОм);
5. коэффициент усиления синфазного сигнала равен нулю;
6. мгновенный отклик на изменение входных сигналов (у реальных ОУ время установления выходного напряжения от единиц наносекунд до сотен микросекунд).

Как будет показано ниже, операционный усилитель, предназначенный  для универсального применения, из соображений устойчивости должен иметь такую же частотную характеристику, что и фильтр нижних частот первого порядка (инерционное звено), причем это требование должно удовлетворяться по крайней мере вплоть до частоты единичного усиления f_т, т.е. такой частоты, при которой |KU| =1. На рис. 3 представлена типичная логарифмическая амплитудно-частотная характеристика (ЛАЧХ) скомпенсированного

Рис. 3. Типичная ЛАЧХ операционного усилителя

операционного усилителя. В комплексной форме  дифференциальный коэффициент усиления такого усилителя выражается формулой:

Здесь K_U - дифференциальный коэффициент усиления ОУ на постоянном токе. Выше частоты f_п, соответствующей границе полосы пропускания на уровне 3 дБ, модуль коэффициента усиления K_U обратно пропорционален частоте. Таким образом, в этом диапазоне частот выполняется соотношение

|K_U| f = |K_U| f_п = f_т

На частоте f_т модуль дифференциального коэффициента усиления |K_U| = 1. Как следует из последнего выражения, частота f_т равна произведению коэффициента усиления на ширину полосы пропускания.

Общие сведения

Операционный  усилитель (ОУ) предназначен для выполнения математических операций в аналоговых вычислительных машинах. Первый ламповый ОУ K2W был разработан в 1942 году Л.Джули (США). Он содержал два двойных электровакуумных триода. Первые ОУ представляли собой громоздкие и дорогие устройства. С заменой ламп транзисторами операционные усилители стали меньше, дешевле, надежнее, и сфера их применения расширилась. Первые операционные усилители на транзисторах появились в продаже в 1959 году. Р.Малтер (США) разработал ОУ Р2, включавший семь германиевых транзисторов и варикапный мостик. Требования к увеличению надежности, улучшению характеристик, снижению стоимости и размеров способствовали развитию интегральных микросхем, которые были изобретены в лаборатории фирмы Texas Instruments (США) в 1958 г. Первый интегральный ОУ mА702, имевший рыночный успех, был разработан Р.Уидларом (США) в 1963 году. В настоящее время номенклатура ОУ насчитывает сотни наименований. Операционные усилители выпускаются в малогабаритных корпусах и очень дешевы, что способствует их массовому распространению.

Операционные усилители  представляют собой усилители постоянного  тока с низкими значениями напряжения смещения нуля и входных токов  и с высоким коэффициентом  усиления. По размерам и цене они  практически не отличаются от отдельного транзистора. В то же время, преобразование сигнала схемой на ОУ почти исключительно определяется свойствами цепей обратных связей усилителя и отличается высокой стабильностью и воспроизводимостью. Кроме того, благодаря практически идеальным характеристикам ОУ реализация различных электронных схем на их основе оказывается значительно проще, чем на отдельных транзисторах. Поэтому операционные усилители почти полностью вытеснили отдельные транзисторы в качестве элементов схем ("кирпичиков") во многих областях аналоговой схемотехники.

На рис.1 дано схемное обозначение  операционного усилителя. Входной  каскад его выполняется в виде дифференциального усилителя, так  что операционный усилитель имеет  два входа. В дальнейшем будем, при  необходимости, обозначать неинвертирующий вход буквой p (positive - положительный), а инвертирующий - буквой n (negative - отрицательный). Выходное напряжение U_вых находится в одной фазе с разностью входных напряжений:

U_вых = U₁ - U₂

Рис. 1. Обозначение ОУ

Чтобы обеспечить возможность работы операционного  усилителя как с положительными, так и с отрицательными входными сигналами, следует использовать двухполярное питающее напряжение. Для этого нужно предусмотреть два источника постоянного тока, которые, как это показано на рис. 1, подключаются к соответствующим внешним выводам ОУ. Обычно интегральные операционные усилители работают с напряжением питания +/-15 В. В дальнейшем, рассматривая схемы на ОУ, мы, как правило, не будем указывать выводы питания.

Наконец, очень важное обстоятельство: операционный усилитель почти всегда охвачен глубокой отрицательной обратной связью, свойства которой и определяют свойства схемы с ОУ.

Принцип введения отрицательной обратной связи иллюстрируется рис. 2.

Рис. 2. Принцип отрицательной обратной связи

Часть выходного напряжения возвращается через цепь обратной связи ко входу  усилителя. Если, как это показано на рис. 2, напряжение обратной связи вычитается из входного напряжения, обратная связь называется отрицательной.

Для физического анализа схемы, представленной на рис. 2, допустим, что входное напряжение изменилось от нуля до некоторого положительного значения U_вх. В первый момент выходное напряжение U_вых, а следовательно, и напряжение обратной связи bU_вых также равны нулю. При этом напряжение, приложенное ко входу операционного усилителя, составит U_д = U_вх. Так как это напряжение усиливается усилителем с большим коэффициентом усиления K_U, то величина U_вых быстро возрастет до некоторого положительного значения и вместе с ней возрастет также величина bU_вых. Это приведет к уменьшению напряжения U_д, приложенного ко входу усилителя. Тот факт, что выходное напряжение воздействует на входное напряжение, причем так, что это влияние направлено в сторону, противоположную изменениям входной величины и есть проявление отрицательной обратной связи. После достижения устойчивого состояния выходное напряжение ОУ

U_вых =K_UU_д =K_U(U_вх - bU_вых).

Решив это уравнение относительно U_вых, получим:

K=U_вых /U_вх =K_U/(1 + bK_U)         (1)

При bKU >>1 коэффициент усиления ОУ, охваченного обратной связью составит

K @ 1/b         (2)

Таким образом, из этого соотношения  следует, что коэффициент усиления ОУ с обратной связью определяется почти исключительно только обратной связью и мало зависит от параметров самого усилителя. В простейшем случае цепь обратной связи представляет собой резистивный делитель напряжения. При этом схема с ОУ работает как линейный усилитель, коэффициент усиления которого определяется только коэффициентом ослабления цепи обратной связи. Если в качестве цепи обратной связи применяется RC-цепь, то образуется активный фильтр. Наконец, включение в цепь обратной связи ОУ диодов и транзисторов позволяет реализовать нелинейные преобразования сигналов с высокой точностью.

Внутренняя структура операционных усилителей

Для достаточной  устойчивости и выполнения математических операций над сигналами с высокой  точностью реальный операционный усилитель должен обладать следующими свойствами:

1. высоким коэффициентом усиления по напряжению, в том числе и по постоянному;
2. малым напряжением смещения нуля;
3. малыми входными токами;
4. высоким входным и низким выходным сопротивлением;
5. высоким коэффициентом ослабления синфазной составляющей (КОСС);
6. амплитудно-частотной характеристикой с наклоном в области высоких частот -20дБ/дек.

Операционный  усилитель должен быть усилителем постоянного  тока (УПТ) с высоким коэффициентом  усиления по напряжению и, следовательно, содержать несколько каскадов усиления напряжения. Как будет показано ниже, с ростом числа каскадов усиления напряжения увеличивается опасность нарушения устойчивости ОУ с обратными связями и усложняются цепи коррекции. Даже усилители с тремя каскадами усиления напряжения (например, 140УД2, 153УД1, 551УД1) имеют сложные схемы включения, и разработчики стараются их не применять. Это вызывает необходимость применения усилительных каскадов с очень высоким коэффициентом усиления по напряжению. Большие трудности проектирования усилителей постоянного тока связаны также со смещением нуля ОУ.

Смещение нуля ОУ проявляется в том, что при входном дифференциальном напряжении, равном нулю, выходное напряжение не равно нулю. Обычно определяют смещение нуля, приведенное ко входу, как такое дифференциальное напряжение, которое нужно приложить ко входу усилителя, чтобы его выходное напряжение было бы равно нулю. Смещение нуля по сути является аддитивной погрешностью выполнения математических действий ОУ над входными сигналами. Смещение нуля может иметь существенные температурный и временнoй дрейфы. Операционные усилители на дискретных транзисторах имели неудовлетворительное смещение нуля, связанное с неидентичностью транзисторов. Только применение и усовершенствование интегральной технологии, позволившей изготавливать парные транзисторы дифференциального каскада в едином производственном цикле и на расстоянии несколько микрон друг от друга, привело к существенному снижению смещения нуля и дрейфов.

Блок-схема операционного  усилителя, в большой мере удовлетворяющего требованиям, предъявляемым к ОУ, приведена на рис. 7.

Рис. 7. Блок-схема ОУ

Первый каскад определяет важнейшие точностные параметры ОУ, такие, как напряжение смещения нуля, коэффициент ослабления синфазной составляющей, входные токи и входное сопротивление, поэтому он выполняется по схеме дифференциального усилителя (рис. 8).

Рис. 8. Схема простейшего дифференциального  усилительного каскада

Коэффициент усиления по дифференциальному напряжению каскада  определяется выражением:

где r_э - динамическое сопротивление эмиттера транзистора. Дифференциальное напряжение обычно усиливается таким каскадом не более, чем в 100 раз.

Для того, чтобы определить коэффициент усиления синфазного сигнала, на оба входа усилителя нужно подать одно и то же напряжение u_вх. В этом случае оба транзистора со своими коллекторными нагрузками включены по существу параллельно. Через резистор R_э протекают оба эмиттерных тока. Поэтому

Сопротивление r_э обычно много меньше Rэ и им пренебрегают. Коэффициент ослабления синфазного сигнала (КОСС) определяется как отношение

Пример 2. В дифференциальном каскаде использованы транзисторы с сопротивлением эмиттера rэ = 250 Ом. Сопротивления резисторов R_к=R_э=75 кОм. В этом случае К_диф=150, К_синф=0,5, КОСС=300. При питании от источников +/-15 В ток покоя цепей коллекторов равен 100 мкА при напряжении на коллекторах относительно общей точки 7,5 В.

Повысить параметры дифференциального  усилителя в принципе можно простым  увеличением сопротивлений резисторов R_к и R_э, но при этом уменьшится ток покоя транзисторов и, как следствие, ухудшится температурная и временнa я стабильность усилителя. Эффективный путь улучшения характеристик усилителя состоит в замене линейных резисторов источниками тока, обладающими высоким динамическим сопротивлением при достаточно больших токах. В частности, в качестве динамической нагрузки в цепи коллекторов транзисторов дифференциального усилителя широко используется так называемое токовое зеркало (9).

Рис. 9. Схема токового зеркала    

При таком включении U_кэ=U_бэ>U_кэ.нас. Следовательно, транзистор Т₁ ненасыщен. Поскольку U_бэ1=U_бэ2, то при хорошо согласованных по параметрам транзисторах I_б1=I_б2=I_б и I_к1=I_к2=B_Iб, где B - статический коэффициент передачи тока. При этом

I_вх= BI_б +2I_б и I_вых= BI_б

Отсюда

I_вых= BI_вх/(B+2) @ I_вх

Таким образом, выходной ток схемы почти повторяет  входной, почему эта схема и называется токовым зеркалом. Использование  токовых зеркал в качестве динамической нагрузки дифференциального каскада  и в качестве источника тока в цепи эмиттеров позволяет получить коэффициент усиления входного дифференциального напряжения на одном каскаде свыше 5000 (при условии, что нагрузка на выходе усилителя отсутствует) и КОСС свыше 100 000 (100 дБ). 

Схема замещения операционного усилителя

При построении высокоточных схем на ОУ необходимо учитывать влияние неидеальности  усилителя на характеристики схемы. Для этого удобно представить  усилитель схемой замещения, содержащей существенные элементы неидеальности. Полная схема замещения ОУ для малых медленных изменений сигналов представлена на рис. 11.

У операционных усилителей с  биполярными транзисторами на входе  входное сопротивление для дифференциального  сигнала r_д составляет несколько мегаом, а входное сопротивление для синфазного сигнала r_вх несколько гигаом. Входные токи, определяемые этими сопротивлениями, имеют величину порядка нескольких наноампер. Существенно бoльшие значения имеют постоянные токи, протекающие через входы операционного усилителя и определяемые смещением транзисторов дифференциального каскада. Для универсальных ОУ входные токи находятся в пределах от 10 нА до 2 мкА, а для усилителей со входными каскадами, выполненными на полевых транзисторах, они составляют доли наноампер.

Рис. 11. Схема замещения реального  операционного усилителя для  малых сигналов

Для иллюстрации влияния собственных  сопротивлений усилителя на характеристики схемы на ОУ рассмотрим схему неинвертирующего усилителя (рис. 12). 

Входное сопротивление схемы

Благодаря наличию обратной связи к сопротивлению r_д приложено очень малое напряжение

U_д = U_вых/K_U = U₁/(1+K_Ub),

где b = R₁/(R₁+R₂) - коэффициент передачи делителя в цепи обратной связи. Таким образом, через это сопротивление протекает только ток, равный U₁/r_д(1+K_Ub). Поэтому дифференциальное входное сопротивление, благодаря действию обратной связи, умножается на коэффициент 1+K_Ub. Согласно рис. 12, для результирующего входного сопротивления схемы имеем:

R_вх= r_д(1+K_Ub)||r_вх

Эта величина даже для операционных усилителей с биполярными транзисторами  на входах превышает 10⁹ Ом. Следует однако помнить, что речь идет исключительно о дифференциальной величине; это значит, что изменения входного тока малы, тогда как среднее значение входного тока может принимать несравненно бoльшие значения.

Рис. 12. Схема неинвертирующего усилителя  с учетом собственных сопротивлений  ОУ

Выходное сопротивление схемы

Реальные операционные усилители довольно далеки от идеала в отношении выходного сопротивления. Так mА741 имеет r_вых порядка 1 кОм. Оно, правда, в значительной степени уменьшается применением отрицательной обратной связи по напряжению. Снижение выходного напряжения схемы, вызванное падением напряжения на r_вых при подключении нагрузки, передается на n-вход усилителя через делитель напряжения R₁, R₂. Возникающее при этом увеличение дифференциального напряжения компенсирует изменение выходного напряжения.

Выходное сопротивление операционного усилителя, не охваченного обратной связью, определяется выражением:

Для усилителя, охваченного обратной связью, в соответствии со схемой на рис. 12, эта формула принимает вид:

При работе усилителя, охваченного обратной связью, величина U_д не остается постоянной, а изменяется на величину

dU_д= - dU_n = -bdU_вых         (13)

Для усилителя  с линейной передаточной характеристикой  изменение выходного напряжения составляет

dU_вых=K_UdU_д - r_вых dI_вых

Величиной тока, ответвляющегося в делитель напряжения обратной связи в данном случае можно  пренебречь. Подставив в последнее выражение величину dU_д из (13) с учетом (12), получим искомый результат:

Если, например, b =0,1, что соответствует усилению входного сигнала в 10 раз, а K_U=10⁵ , то выходное сопротивление усилителя mА741 снизится с 1 кОм до 0,1 Ом. Вышеизложенное, вообще говоря, справедливо в пределах полосы пропускания усилителя f_п, которая для mА741 составляет всего только 10 Гц. На более высоких частотах выходное сопротивление ОУ с обратной связью будет увеличиваться, т.к. величина |K_U| с ростом частоты будет уменьшаться со скоростью 20дБ на декаду (см. рис. 3). При этом оно приобретает индуктивный характер и на частотах более f_т становится равным величине выходного сопротивления усилителя без обратной связи.

Коррекция частотной характеристики

Вследствие  наличия паразитных емкостей и многокаскадной структуры операционный усилитель  по своим частотным свойствам  аналогичен фильтру нижних частот высокого порядка. Системы такого рода, имеющие большой коэффициент усиления, при наличии обратной связи склонны к неустойчивости, проявляющейся в том, что даже при отсутствии сигнала на входе системы, на ее выходе существуют колебания относительно большой амплитуды. Устойчивость ОУ с обратной связью удобно исследовать по его частотным характеристикам. Типичные логарифмические асимптотическая амплитудно-частотная (ЛАЧХ) и фазово-частотная (ЛФЧХ) характеристики (диаграмма Боде) ОУ без частотной коррекции приведены на рис. 13.

Рис. 13. Типичные логарифмические амплитудно-частотная  и фазово-частотная характеристики ОУ

Выше частоты f₁ частотная характеристика определяется инерционным звеном с максимальной постоянной времени. Коэффициент усиления в этой области убывает со скоростью -20 дБ/дек. Выше частоты f₂ начинает действовать второе инерционное звено, коэффициент усиления убывает быстрее (-40 дБ/дек), а фазовый сдвиг между U_д и U_вых достигает j = -180°. Частота, при которой выполняется это условие, называется критической f_кр. Частота, при которой модуль коэффициента усиления петли обратной связи (коэффициента петлевого усиления) |K_п| = |bK_U|=1, называется частотой среза f_ср. Коэффициент b в этом соотношении является коэффициентом передачи цепи обратной связи. Как для инвертирующего, так и для неинвертирующего включения ОУ при резистивной обратной связи он определяется как

b = R₁/(R₁+R₂)

Согласно выражениям (8), (9), между b и коэффициентом усиления входного сигнала схемы на ОУ K существует следующая взаимосвязь:

В соответствии с логарифмическим вариантом критерия Найквиста для минимально-фазовых систем, к которым можно отнести ОУ с отрицательной обратной связью, усилитель будет устойчив, если для логарифмических частотных характеристик разомкнутой петли обратной связи bK_U выполнено условие:

f_ср< f_кр         (15)

При резистивной  обратной связи ЛФЧХ петли совпадает  с ЛФЧХ усилителя, а ЛАЧХ петли  проходит на 20lg(1/b) ниже ЛАЧХ усилителя, так что частота среза f_ср соответствует точке пересечения графика ЛАЧХ усилителя с горизонтальной прямой, проведенной на 20lg(1/b) выше оси частот. На диаграмме рис. 13 видно, что при больших значениях K (и, соответственно, малых b) условие (15) выполняется, причем имеется достаточный запас устойчивости по фазе. При K<200 операционный усилитель с частотными характеристиками, такими, как на рис. 13, неустойчив.

Степень устойчивости, а  также мера затухания переходных процессов приближенно определяется запасом устойчивости по фазе. Под  этой величиной понимается дополнительный до 180° угол к фазовому запаздыванию на критической частоте:

a =180° + j(f_кр).

На рис. 14 представлены типичные графики переходных функций (реакций на единичный скачек) операционного  усилителя, включенного по схеме  неинвертирующего повторителя при  различных запасах устойчивости по фазе a.

По диаграмме Боде разомкнутого ОУ можно непосредственно определить, какая величина затухания окажется у схемы усилителя с заданным значением b . В качестве примера рассмотрим на рис. 13 случай для 1/b =8000. При этом из диаграммы находим f_кр =100 кГц и a =65°. Таким образом, для такой обратной связи получается приемлемая величина затухания. В случае более глубокой обратной связи величина a быстро уменьшается и при 1/b =200 достигает нуля.

Рис. 14. Переходные характеристики ОУ, охваченного  обратной связью

Подстраиваемая  частотная коррекция

Полная  частотная коррекция операционного  усилителя гарантирует достаточный  запас устойчивости по фазе для резистивной  отрицательной обратной связи с любыми параметрами. Однако этот способ имеет тот существенный недостаток, что ширина полосы пропускания усилителя, охваченного обратной связью, обратно пропорциональна коэффициенту усиления K.

Смысл этого соотношения наглядно пояснен на рис. 16. При менее глубокой обратной связи для стабилизации усилителя достаточно было бы меньшего снижения усиления в области средних и высоких частот, так как в этом случае точка |bK_U| = 1 достигается при |K_U| =1/b >1. Как видно из рис. 16, при 1/b=10 ширину полосы пропускания ОУ без обратной связи можно увеличить с 10 Гц до 100 Гц уменьшением С_к от 30 пФ до 3 пФ. При этом полоса пропускания усилителя с обратной связью возрастет со 100 кГц до 1 МГц.

Рис. 16. Зависимость полосы пропускания  от коэффициента усиления при подстраиваемой частотной коррекции

Для того, чтобы можно было осуществить  такие изменения частотной коррекции, выпускаются операционные усилители, у которых отсутствует корректирующий конденсатор, а вместо него выведены соответствующие точки схемы (например, 153УД6, 140УД14). В других вариантах, например, в усилителях 544УД2, осуществляется неполная частотная коррекция с уменьшенным значением корректирующей емкости. Для подключения дополнительного конденсатора (чтобы обеспечить устойчивость при значениях b, близких к единице) также имеются соответствующие выводы. В паспортных данных некоторых типов ОУ указываются минимальные значения коэффициентов усиления ОУ в неинвертирующем включении, при которых усилитель сохраняет устойчивость. Например, для ОУ AD840K это значение составляет 10, для ОРА605К - 50 и т.д. Изготавливаются усилители с одинаковой схемотехникой, одни из которых имеют встроенный корректирующий конденсатор, а другие - без такого конденсатора. Например, некоторые фирмы выпускают ОУ типа ОР-27 и ОР-37 (отечественные аналоги, соответственно, 140УД25 и 140УД26). Первый из них имеет встроенный корректирующий конденсатор, частоту единичного усиления f_т = 8 МГц, максимальную скорость нарастания - 2,8 В/мкс, и работает устойчиво вплоть до 100%-ной обратной связи. ОУ типа ОР-37 не имеет корректирующего конденсатора. Его частота единичного усиления f_т = 60 МГц, скорость нарастания - 17 В/мкс. Он работает устойчиво при коэффициентах усиления входного сигнала более пяти.

В комплексе мероприятий по обеспечению  устойчивости схемы с операционным усилителем (особенно быстродействующим) важное место занимает его правильный монтаж. Проводники, соединяющие резисторы  обратной связи с инвертирующим входом усилителя, должны иметь минимальную длину. При невыполнении этого правила на входе ОУ образуется паразитная емкость, которая при наличии плоскостей заземления может составлять 0,4 пФ на миллиметр проводника. Эта емкость совместно с резисторами обратной связи образует дополнительное инерционное звено в петле обратной связи, уменьшающее запас устойчивости по фазе. Некоторую компенсацию этого эффекта дает включение конденсатора равной емкости между выходом ОУ и инвертирующим входом.

Скорость нарастания

Наряду со снижением  полосы пропускания усилителя частотная  коррекция дает еще один нежелательный  эффект: скорость нарастания выходного  напряжения ограничивается при этом довольно малой величиной. Максимальное значение скорости нарастания r определяется в основном скоростью заряда корректирующего конденсатора:

Максимальный  выходной ток дифференциального каскада (см. рис. 10) равен току источника в цепи эмиттеров транзисторов Т₁ и Т₂. Принимая его равным 20 мкА, найдем для емкости корректирующего конденсатора С_к=30 пФ:

r_макс = 0,67 В/мкс.

Вследствие  ограниченного значения этой величины, при быстрых изменениях выходного напряжения возникают характерные искажения сигнала, которые не могут быть устранены путем введения отрицательной обратной связи. Их называют динамическими искажениями. Если входной сигнал усилителя - синусоида, то, чем больше ее амплитуда, тем при меньшей частоте появляются динамические искажения.

Компенсация емкостной нагрузки

Если  операционный усилитель имеет емкостную  нагрузку, то последняя вместе с  выходным сопротивлением усилителя  образует инерционное звено, которое  дает дополнительный фазовый сдвиг выходного напряжения. Все это уменьшает запас по фазе, и схема усилителя может самовозбудиться уже при незначительной величине нагрузочной емкости. Порой достаточно коснуться выхода усилителя щупом осциллографа, чтобы усилитель начал самовозбуждаться. Для устранения этого явления в цепь обратной связи включается дополнительный конденсатор С_ф (рис. 17). В этом случае обратная связь представляет собой интегродифференцирующее фазо-опережающее звено, создающее в окрестности частоты среза положительный фазовый сдвиг, компенсирующий запаздывание, вносимое емкостью нагрузки.