Расчет схемы выпрямителя

Министерство  образования и науки Российской Федерации

Федеральная Государственная Бюджетная Организация

высшего профессионального образования

«Магнитогорский государственный  технический университет им. Г.И. Носова»

Кафедра электроники и микроэлектроники

КОНТРОЛЬНАЯ РАБОТА

по дисциплине «Основы преобразовательной техники»

на тему: «Расчет схемы выпрямителя»

Вариант №8

Выполнил: студент гр. АПБ-10

Нечаев  А.Г.

Проверил: ст. преподаватель

Петушков  М.Ю.

Магнитогорск, 2013г.

 

Содержание

 

Введение 

Исходные данные

1. Подготовка и анализ исходной информации

2. Выбор согласующего трансформатора

3.  Выбор типа вентилей

4.  Расчет сглаживающего фильтра

4.1. Расчет сглаживающего конденсатора

4.2.  Расчет элементов схемы транзисторного фильтра

5. Расчёт регулировочной характеристики 

6. Построение внешних характеристик управляемого выпрямителя 

7. Разработка системы управления преобразователем

7.1. Определение параметров управляющих импульсов и схемы замещения

7.2 Разработка электрической схемы СИФУ

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

1.Подготовка  и анализ исходной информации:

Управляемый выпрямитель, питающийся от сети переменного тока с линейным напряжением 220В, работает на электродвигатель постоянного тока. Диапазон регулирования напряжения в звене постоянного тока 80В. Коэффициент нелинейных искажений на выходе схемы составляет 4%. Из исходных данных подбираем параметры схемы.

1. Схема выпрямления – трехфазный  мостовой выпрямитель

Рисунок 1 – Принципиальная схема выпрямительного  устройства

2. Номинальное напряжение электродвигателя U₀ =430 В

3. Номинальный ток электродвигателя I₀ = 10 А

 

2. Выбор согласующего трансформатора

Рассчитываем  силовой трансформатор. При анализе исходной информации делаем вывод, что силовой трансформатор должен иметь всего две обмотки – сетевую и повышающую.

Находим мощность, снимаемую с повышающей обмотки. С учетом потель на вентилях и сглаживающем фильтре, напряжение, снимаемое со вторичной обмотки  трансформатора, должно примерно на 20% превышать значение выпрямленного  напряжения. Поэтому:

 

Принимая  КПД силового трансформатора  , находим мощность, потребляемую выпрямителем от сети:

 

Определяем  площадь сечения сердечника трансформатора:

 

Размеры Ш-образных пластин сердечника:

 

 

Таким образом  можно предварительно выбрать сердечник  типа Ш = 83100, а именно сердечник EE85B.

Рассчитываем  количество витков и диаметр медного провода обмоток, для начала вычисляем коэффициент N:

, где S – площадь сечения сердечника трансформатора, отсюда

 

Рассчитываем  количество витков первой обмотки:

 

 Рассчитываем  количество витков второй обмотки:

 

Рассчитываем  диаметр провода для обмотки:

 

3.  Выбор типа вентилей

Выбираем  тип вентилей, обратное напряжение для однофазной мостовой схемы с  нагрузкой в виде двигателя постоянного  тока составляет:

, где 

Следовательно:

Среднее значение тока вентиля для данной схемы  составляет:

Для нашего задания  подходящими являются тиристоры  типа Т161-125.

4.  Расчет сглаживающего фильтра

4.1. Расчет сглаживающего конденсатора. Определяем емкость конденсатора на входе фильтра, обеспечивающего пульсацию выпрямленного тока не более чем на 10%. Для данной схемы:

 

Выбираем  стандартный электролитический  конденсатор типа КЭ-1 емкостью 6мкф  на 500В. Уточняем коэффициент пульсаций  на входе транзисторного фильтра:

 

Для нашего задания:

 

 

4.2.  Расчет элементов схемы транзисторного фильтра

Рассчитываем  элементы схемы транзисторного фильтра(Рис.2).

 

Рисунок 2 –  Схема электрическая принципиальная транзисторного фильтра

 

Транзистор, работающий в схеме сглаживающего  фильтра должен иметь максимальный ток коллектора , превышающий выпрямленный ток , не менее чем в два раза, т.е:

 

Наиболее  часто в схемах сглаживающих фильтров используют мощные транзисторы типа П4А – П4Д, П201 – П203, П209, П210, П213А  – П214Г. Для рассчитываемой схемы  можно использовать транзистор П201, так как при этом выполняется  условие  .

Параметры транзистора  П201: В=20; ; ;

Величина  сопротивления  обычно составляет 80-100 Ом. По таблице выбираем резистор МЛТ-0,25. Мощность рассеиваемая резистором  составляет:

 

Емкость находим по формуле

 

Поскольку для  нашего примера m = 2, f =50 Гц, то

 

Принимаем , причем рабочее напряжение конденсатора

 

Выбираем  по каталогу малогабаритный электролитический  конденсатор типа ЭТО-1, 50мкф, 15 В. Находим  сопротивление :

 

Сопротивление нагрузки можно определить по формуле:

 

Сопротивление p – n перехода принимаем равным

Напряжение  на участке коллектор – эмиттер  может быть найдено по формуле:

 

Для нашего примера  можно принять .

Подставляя  численные значения величин в  формулу получим:

 

Учитывая, что  через резистор проходит незначительный ток базы транзистора, мощность рассеиваемая резистором , может быть минимальной. Выбираем в качестве сопротивления резистор типа УМЛ – 0,12.

Коэффициент сглаживания транзисторного фильтра  определяем по формуле:

 

Конденсатор на выходе транзисторного фильтра обычно имеет такие же параметры, что и конденсатор на входе, то есть , c рабочим напряжением 500В.

 

Коэффициент пульсаций на выходе фильтра составит:

 

Определяем  диапазон регулирования напряжения постоянного тока на фильтре

 

 

 

Что удовлетворяет заданным условиям.

 

5. Расчёт регулировочной характеристики

Регулировочной  характеристикой является аналитическая  или графическая зависимость  напряжения на выходе от угла регулирования. Исходными данными для её построения служат напряжение, подводимое к вентильной схеме U₂ и режим работы преобразователя.

В качестве расчётного принимается  режим непрерывных токов при  работе на двигатель постоянного тока. Регулировочная характеристика строится без учёта падений напряжения на выпрямителе и в цепи выпрямленного тока.

Выпрямленное  напряжение преобразователя при угле регулирования a=0 определяется:

 

 (3.1)

.

 

Регулировочная  характеристика для управляемого симметричного  мостового выпрямителя при работе на двигатель постоянного тока в режиме непрерывных токов (рис. 3.1) имеет вид:

 

(3.2)

 

Изменяя угол a от 0⁰ до 90⁰, получим значения для построения регулировочной характеристики.

По формуле 3.2 найдем значения минимального (a_н) и максимального (a_к) углов регулирования:

U_damax = 220 B – максимальное напряжение, U_damin = 22 В – минимальное напряжение.

,

Рисунок 3 - Регулировочная характеристика U_da=f(a)

 

6. Построение внешних характеристик управляемого выпрямителя

При работе преобразователя  напряжение на нагрузке U_d меньше определённого по регулировочной характеристике U_da на величину падения напряжения на суммарном сопротивлении R_d цепи постоянного тока:

 

U_d = U_da - I_dнR_d , где

 

R_d образуется сопротивлением трансформатора R_Т , сглаживающего реактора R_ср и коммутационным R_п , обусловленным перекрытием анодных токов преобразователя

 

R_d = R_Т + R_ср + R_п

 

 

= 6 - число эквивалентных вентилей в мостовой схеме.

 

, R_d =0,021 +0,045 = 0,066 (Ом)

 

Внешние (нагрузочные) характеристики тиристорного преобразователя, построенные по формуле (4.3) в зоне непрерывных токов, представляют собой  семейство прямых линий, каждую из которых  можно построить по двум точкам (рис.4.1):

• холостой ход: I_d = 0, U_d = U_da ;
• расчетная (номинальная нагрузка): I_d = I_dн , U_d = U_da - I_dнR_d

Для каждой характеристики определяем границу непрерывного тока по формуле:

 

, где

 

K_Пa - коэффициент пульсации выпрямленного напряжения для принятого угла регулирования a.

 

, ,

,

.

 

Характеристики  строим для a = 37,406⁰ , a = 45⁰ _, a = 60⁰ _, a = 85,444⁰ .

 

       1. a = 37,406⁰ , I_d = 0, U_d = 220 В; I_d = I_dн , U_d = 218 В;

2. a = 45⁰ , I_d = 0, U_d = 196 В; I_d = I_dн , U_d = 194 В;

3. a = 60⁰ , I_d = 0, U_d = 138 В; I_d = I_dн , U_d = 136 В;

   4. a = 85,444⁰ , I_d = 0, U_d = 22 В; I_d = I_dн , U_d = 19 В.

Рисунок 4 - Внешняя характеристика U_d =f(I_d)

 

7. Разработка системы управления преобразователем

7.1 Определение параметров управляющих импульсов и схемы замещения:

Для перевода тиристора из закрытого состояния  в открытое на его управляющий  электрод следует подать управляющий  импульс тока определенных уровня, формы и длительности, и при  этом не должна быть превышена допустимая мощность потерь на управляющем электроде. В большинстве случаев включение  тиристоров осуществляется импульсами тока с крутым фронтом и достаточной  амплитудой, при этом обеспечиваются точное задание угла отпирания тиристоров, симметрия тока в многофазной  нагрузке, стойкость тиристоров к  большим скоростям нарастания анодного тока.

Время включения  отдельных тиристоров даже при одних  и тех же параметрах импульсов  управления может быть резным. У  современных тиристоров основная составляющая времени включения - время задержки имеет минимальное и практически одинаковое для разных тиристоров значение при амплитуде тока управления I_УM=1,5…2A и при , при этом обеспечиваются минимальные время включения и его разброс.

Требуемая длительность импульса управления зависит от времени  задержки включения, схемы преобразовательной установки и характера нагрузки. За время протекания импульса должен быть, достигнут ток включения  тиристора с учетом индуктивности  нагрузки. В преобразовательных установках нереверсивных электроприводов  должна обеспечиваться длительность импульса t_y=300..500 мкс с длительностью фронта 3...4 мкс. Для реверсивных электроприводов при прочих равных условиях длительность каждого импульса равна 500.. 800 мкс. В трехфазных мостовых преобразователях необходимо формирование на периоде для каждого тиристоров двух импульсов, следующих друг за другом через 60 эл. град.

При расчете  схемы управления определяют напряжение холостого хода U_xx и внутреннее сопротивление r_BH источника управления, при которых обеспечиваются требуемые параметры прямоугольного импульса (рисунок 5). Необходимые величины определяются по вольт-амперным характеристикам управляющего электрода (ВАХУ) тиристора, приводятся в каталогах.

ВАХУ тиристоров (рисунок 6), соответствующие техническим условиям, ограничены кривыми А и В, определенными при максимально и минимально допустимых входных сопротивлениях цепи управляющего электрода. На ВАХУ также нанесены максимально допустимые значения прямого тока I_УMAX, импульсного прямого напряжения U_УMAX управляющего электрода и кривые максимально допустимых потерь мощности Р_ум на управляющем электроде при различной длительности t_y и скважности К_у импульсов трапецеидальной формы:

 

 

Для определения  параметров системы управления на ВАХУ дополнительно необходимо нанести  линии, соответствующие значениям  отпирающих тока I_У0 и напряжения U_У0 управления зона, ограниченная этими линиями и осями ординат (заштрихованная площадь на рисунке 6), является областью негарантированного отпирания.

Рисунок 5 - Эквивалентная схема управления тиристором

 

Рисунок 6 - Вольт-амперная характеристика управляющего электрода тиристора и предельные линии нагрузки

 

Напряжение U_ХХ и сопротивление R_BH должны выбираться таким образом, чтобы линия нагрузки источника управления не пересекала гиперболу максимально допустимой мощности потерь при принятой скважности управляющих импульсов н область негарантированного отпирания при всех возможных в эксплуатации отклонениях U_ХХ и R_BH от расчетных значений.

Возможные отклонения U_xx определяются допустимыми колебаниями напряжения источника питания, а R_BH - допуском на отклонение его величины от номинального значения и колебаниями температуры окружающей среды Обычно источник управления имеет сравнительно небольшое внутреннее сопротивление, поэтому для ограничения тока управления целесообразно последовательно с электродом управления включить дополнительное сопротивление, которое условно можно отнести к внутреннему сопротивлению. К R_BH можно также отнести сопротивление соединительных проводов.

Линия нагрузки 2, соответствующая минимальному значению напряжения R_XXMAX и максимальному значению сопротивления R_BHMAX, не должна пересекать область негарантированного открытия, а может лишь касаться ее в предельном случае. Линия нагрузки 1, соответствующая максимальному напряжению U_XX и минимальному сопротивлению R_BHMIN, не должна пересекать линию допустимой мощности потерь P_У1 для выбранной длительности t_У1 и скважности K_У1 импульса, а может лишь касаться ее (точка D). Напряжение холостого хода источника управления U_ХХ принимается равным напряжению в точке пересечения нагрузочной прямой 1 с осью ординат, при этом должно выполняться условие

 

,

 

Минимальное сопротивление R_BHMIN, соответствующее линии нагрузки 1, находится по формуле

 

,

 

Проверка  выбранных параметров источника  управления проводится по выражению

 

.

Т.е. линия  нагрузки не должна пересекать область  негарантированного отпирания.

 

7.2 Разработка электрической схемы СИФУ

В настоящее  время системы импульсно-фазового управления (СИФУ) тиристорами выполняется  в основном вертикального типа. Воспользуемся  схемой управления электроприводом  УКЭ-Л-3101 (приложение 2).

Система импульсно-фазового управления предназначена для преобразования непрерывного управляющего сигнала U_УПР в последовательность прямоугольных импульсов управления силовыми тиристорами. Ширина этих импульсов может быть достаточно большой и доходить до десятков эл. град. Для их передачи через малогабаритные импульсные трансформаторы без существенного затухания применяется высокочастотное заполнение, которое в рассматриваемых устройствах обеспечивается заполняющими импульсами частотой 20...50 кГц. Для трехфазной мостовой схемы управления необходимо иметь в виду еще одну особенность. Чтобы обеспечить работоспособность этой схемы во всех возможных режимах, необходимо на управляющий электрод каждого тиристора за период подавать два импульса управления, сдвинутых на 60 эл.град. В соответствии с изложенным диаграмма управляющих напряжений трехфазного мостового выпрямителя имеет вид, показанный на рис. 9.5. Для реализации этой диаграммы может быть предложен следующий алгоритм работы: первый импульс формируется в собственном канале управления, а второй берется из канала тиристора другой группы (анодной или катодной) предыдущей по порядку работы фазы.

В УКЭ-Л-3101 - из трех тождественных блоков фазового управления (БФУ), формирующих управляющие  импульсы для двух тиристоров разных групп (анодной и катодной) одной  фазы. Структурная схема БФУ приведена  на рисунке 7. БФУ включает в себя следующие функциональные узлы: узел синхронизации (СИНХР), генератор сигнала развертки (пилообразного напряжения) (ГПН), интегральный регулятор (на структурной схеме не показан), компаратор (КОМП), формирователь длительности (ФД), распределители (РАСПР) и усилители-формирователи (УФ) выходных импульсов.

 

Рисунок 7 - Структурная схема БФУ

 

Электрическая принципиальная схема БФУ представлена на электрической схеме управляемого выпрямителя.

 

Узел синхронизации, выполненный на элементах V2...V6, R2, предназначен для формирования разрешающих импульсов и импульсов синхронизации. Временные диаграммы напряжений в различных точках узла синхронизации приведены на рис. 9.4. Синхронизирующее синусоидальное напряжение U_СИНХР сдвигается фильтром R1-R7-R8-C4 на угол 30 эл. град. (U_C4) и с помощью транзисторов V2...V4 преобразуется в прямоугольные противофазные импульсы длительностью несколько больше 180 эл. град. С коллекторов транзисторов V3 и V4 на входы 5 и 9 микросхемы D1 подаются импульсы логической единицы (разрешающие импульсы), в функции которых осуществляется распределение импульсов управления для противофазных тиристоров. В момент перехода синхронизирующего напряжения на конденсаторе С4 через нуль транзисторы V3 и V4 одновременно находятся в закрытом состоянии, и в точке “Е6” можно наблюдать формирование синхронизирующих импульсов длительностью 4...5 эл. град. (400 мкс). Длительность этих импульсов определяется порогом отпирания транзисторов. Импульсами синхронизации осуществляется “обнуление” интегратора (разряд конденсатора С6 с помощью ключа V1), приведение в исходное состояние и блокирование на время прохождения синхроимпульса компаратора и разряд конденсатора С8 через ключ V15.

Распределители  выходных импульсов выполнены на элементах И-НЕ микросхемы D1. При  совпадении на входах 4-5 или 9-10 микросхемы двух логических единиц (разрешающего импульса и импульса управления от ФД) на выходе 6 или 8 формируется сигнал, соответствующий логическому нулю. Этим сигналом открывается один из транзисторов V14 или V13 (усилители-формирователи  УФ-1 и УФ-2), и импульсы управления поступают на выходы блока. Кроме  транзисторов сигнал логического нуля поступает и на выходы 1 и 4 блока  и далее в УФ БФУ других фаз, формируя второй управляющий импульс тиристора, сдвинутый на 60 эл. град.

Генератор сигнала  развертки (пилообразного напряжения) выполнен на операционном усилителе  А1. Разряд интегрирующего конденсатора С6 происходит через транзистор V1 за время действия синхронизирующего  импульса. Транзистор V1 до этого момента  находится в закрытом состоянии  за счет отрицательного смещения на базе через резистор R3.

 

Рисунок 8 - Временные диаграммы напряжений в контрольных точках БФУ

 

В моменты  превышения линейно возрастающего  сигнала развертки (пилообразного  напряжения) над напряжением управления, снимаемого с делителя на резисторах R14 и R15, изменяется знак входного сигнала  компаратора (микросхема А2), который  скачкообразно меняет состояние, переходя от отрицательного насыщения к положительному (U_E8 на рис. 9.5.). Положительная обратная связь через резистор R16 и диод V9 удерживает усилитель А2 в этом состоянии до прихода очередного импульса синхронизации.

Изменение состояния  компаратора приводит к перезаряду конденсатора С8 и отпиранию транзистора. При этом на выходах 3 и 11 микросхемы D1, при отсутствии нулевого потенциала на катодах диодов V11 и V12, формируется сигнал логической единицы, длительность которого определяется параметрами цепи R17-C8 и величиной смещения, подаваемого на базу транзистора V17. Величина длительности импульса регулируется резисторами R28. Элементы С8, V17, R17, C8 относятся к формирователю длительности управляющего импульса.

Сформированный  импульс поступает на входы 4 и 10 микросхемы D1 и при совпадении с  сигналом разрешения от узла синхронизации  проходит далее через один из выходных транзисторов V13 или V14 на выход блока (выход 3 или 2). Поскольку напряжение питания U_П транзисторов V13 и V14 имеет форму прямоугольных импульсов с частотой 20...50 кГц, то и выходные импульсы управления блока имеют высокочастотное заполнение. Второй выходной импульс, сдвинутый на 60 эл. град., формируется сигналом, приходящим на базу соответствующего транзистора (V13 или V14) из БФУ тиристоров других фаз.

Интегральный регулятор (А1-С3) и цепь обратной связи на элементах V10-R6 предназначены для стабилизации угла управления тиристорами в соответствии с сигналом управления U_УПР. Напряжение на выходе компаратора, пропорциональное углу управления используется в качестве сигнала обратной связи. Сформированные управляющие импульсы поступают в силовой блок, электрическая принципиальная схема которого для устройства УКЭ-Л-3101 представлена на рис. 9. Составной частью БС является блок А1 - блок усилителей мощности и импульсных трансформаторов. Усилители мощности (транзисторы V2, V6, V8, V12, V14, V18), управляемые сигналами Упр.V1...Упр.V6 от БФУ, предназначены для формирования импульсов управления тиристорами БС с требуемой амплитудой. Импульсные трансформаторы Т1...Т6 обеспечивают гальваническую развязку силовых цепей и цепей управления.

 

Рисунок 9 –  Система фазоимпульсного управления Тиристорами

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Литература

 

1. Глух Е.М. Защита полупроводниковых преобразователей / Е.М. Глух, В.Е. Зеленов. - 2-е изд. - М.: Энергоиздат, 1982. - 152 с.

2. Диоды и тиристоры в преобразовательных  установках / М.И. Абрамович, В.М.  Бабайлов, В.Е. Либер и др. – М.: Энергоатомиздат, 1992. - 432 с.

3. Замятин В.Я. Мощные полупроводниковые  приборы. Тиристоры: справочник / В.Я. Замятин, Б.В. Кондратьев, В.М. Петухов и др. - М.: Радио и связь,1987.-576 с.

4. Зимин Е.Н. Электроприводы постоянного  тока с вентильными преобразователями / Е.Н. Зимин, В.Л. Кацевич, С.К. Козырев. – М.: Энергоиздат, 1981. – 190 с.

5. Комплектные тиристорные электроприводы: справочник / И.X. Евзеров, А.С. Горобец, Б.И. Мошкович и др. ; под ред. В.М. Перельмутера. - М.: Энергоатомиздат, 1988. – 319 с.

6. Полупроводниковые выпрямители  / В.И. Беркович, В.Н. Ковалев, Ф.И.  Ковалев и др. ; под ред. Ф.И. Ковалева, Г.П. Мостковой. - 2-е изд. - М.: Энергия, 1978. - 448 с.

7. Руденко В.С. Основы преобразовательной  техники: учеб. для вузов / В.С. Руденко, В.И. Сенько, И.М. Чиженко. - 2-е изд., перераб. и доп. - М.: Высшая школа, 1980. - 424 с.

8. Справочник по преобразовательной  технике / под ред. И.М. Чиженко - Киев: Техника, 1978. - 447с.

9. Управляемый выпрямитель: методические  указания к курсовому проектированию для студентов специальности 200400 / Мин-во общ. и проф. обр. РФ, ИГЭУ, Каф. электроники и микропроцессорных систем ; сост. В.И. Шишков, ред. Б.П. Силуянов. – Иваново: Изд-во ИГЭУ, 1998. – 41 с.