Передатчик низовой радиосвязи
МИНОБРНАУКИ РОССИИ
Федеральное государственное автономное образовательное учреждение высшего
профессионального образования «Южный федеральный университет»
кафедра А и РПУ
Курсовой проект
на тему: Передатчик низовой радиосвязи
по курсу: Устройства генерирования и формирования сигналов
выполнил студент гр. Р-20
Кучерявенко А.В.
проверил:
Грищенко С.Г.
Таганрог 2013
ЛИСТ ЗАМЕЧАНИЙ
СОДЕРЖАНИЕ
Введение
Целью данного курсового проекта является проектирование ЧМ-передатчика низовой радиосвязи. Такие передатчики входят в состав подвижных и стационарных радиостанций, используемых наземными службами различных ведомств и отраслей экономики страны: министерствами связи, лесной промышленности и сельского хозяйства, службами геологоразведки, охраны общественного порядка и пожарной охраны, железнодорожного и автомобильного транспорта, металлургических комбинатов, угольных и рудных разрезов.
В большинстве случаев за каждой низовой радиостанцией на длительное время закрепляется одна рабочая частота.
Станциями низовой радиосвязи обычно пользуются работники различных профессий, не имеющие специальной радиотехнической подготовки, причем без отрыва от выполнения своих основных обязанностей.
Все перечисленные особенности радиостанций низовой радиосвязи накладывают определенные ограничения и должны обязательно учитываться при проектировании передатчика низовой связи.
Техническое задание
Частота колебаний, МГц 250
Выходная мощность, Вт 2
Вид модуляции ЧМ
Сопротивление нагрузки, Ом 75
Напряжение питания, В 12
Характер работы мобильный
Дополнительные требования тональный вызов абонента
Анализ технического задания
Исходя из требований, изложенных во введении, необходимо построить надежный, портативный, мобильный и несложный в эксплуатации ЧМ-передатчик.
Исходя из технического задания, данный передатчик будет устанавливаться в носимые радиостанции и питаться химическими источниками тока.
С учетом всех этих требований, выбираем согласно [1]:
Рабочая частота 250 МГц;
Максимальная девиация частоты 5 кГц;
Полоса передаваемых частот 300...3400 Гц;
Допустимые нелинейные искажения 10%.
В связи с тем, что проектируемый передатчик должен иметь небольшие габариты и малый ток потребления, выбираем в качестве активных элементов транзисторы. Они обладают следующими преимуществами:
- устойчивость к механическим воздействиям;
- мгновенная готовность к работе;
- низкое питающее напряжение;
- широкодиапазонность.
Выбор структурной схемы передатчика
- Общие соображения по выбору структурной схемы
В передатчиках угловая модуляция может быть получена прямым способом, когда модулируется непосредственно частота автогенератора, или косвенным способом, когда в промежуточном каскаде производится фазовая модуляция. Достоинство прямого способа - возможность получения глубокой и достаточно линейной частотной модуляции, недостаток - трудность обеспечения стабильности средней частоты колебаний с ЧМ. Достоинства косвенного способа - высокая стабильность средней частоты, недостатки - неглубокая модуляция, трудность передачи низких модулирующих частот. На практике применяют оба способа, поэтому при проектировании следует выбрать один из них, обеспечивающий требования, предъявляемые к передатчику.
Возможность получения глубокой и линейной ЧМ делает прямой способ предпочтительным в радиовещательных и связных магистральных передатчиков. При этом требуемая стабилизация средней частоты колебаний может быть обеспечена за счет использования кварцевой стабилизации.
Но так как транзисторный автогенератор, стабилизированный по частоте кварцевым резонатором имеет небольшую мощность, современные передатчики строятся по многокаскадной схеме.
Передатчики большинства отечественных низовых УКВ станций имеют структурную схему, приведенную на рис.1.
Рис.1 Структурная схема УКВ ЧМ передатчика
Модулирующее напряжение звуковой частоты от микрофона М через усилитель звуковой частоты (УЗЧ) и каскады обработки поступают на частотный модулятор (ЧМ). На него также поступает напряжение радиочастоты fрч =125 МГц от генератора Г. Для уменьшения паразитной амплитудной модуляции следующий каскад строится как усилитель-ограничитель (УО). Затем, для углубления угловой модуляции производится умножение частоты на 2 в умножителе. Последующие каскады - усилитель мощности (УМ) и выходной фильтр (ВКС), настроенный на рабочую частоту 250 МГц.
Усилители, ограничители, умножители строятся как резонансные каскады для подавления нерабочих составляющих спектра. Полоса пропускания фильтрующих систем определяется полосой рабочей частоты станции.
- Расчет структурной схемы передатчика
Так как в структурной схеме используется умножитель частоты на 2, то частота колебаний автогенератора определится как
Все каскады передатчика будем строить, используя в качестве активных элементов биполярные транзисторы, так как рабочая частота сравнительно невелика.
Детальный расчет транзисторных каскадов приведен ниже, это длительная и трудоемкая работа, поэтому эскизный расчет структурной схемы будем проводить без детального расчета режима каждого каскада, на основе справочных и экспериментальных данных.
Экспериментальные данные содержат сведения о полученных на частоте f ' определенной мощности Р1' при КПД коллекторной цепи h', коэффициенте усиления по мощности Кр' и питающего напряжения Ек'. В передатчиках мощные транзисторы используются почти на пределе их возможностей по частоте, то есть в области “высших” частот
поэтому их коэффициент усиления по мощности Кр мал и зависит от частоты следующим образом:
КР>КР'·(f '/f)2·(ЕК/ЕК')(Р1'/Р1) (1)
где f, КР, Р1, ЕК - условия работы транзистора в рассматриваемом каскаде. Найдя таким образом коэффициент усиления транзистора по мощности, можно использовать для определения мощности предшествующего каскада следующую формулу:
Рпред=Р1/КР (2)
Основные данные для расчета структурной схемы:
fр=250 МГц; Р1=0,5 Вт; Df=5 кГц.
При проектировании усилителя мощности следует учесть потери в выходной колебательной системе, взяв примерные значения из [2]: h(ВКС)=0.8. Таким образом, усилитель мощности должен обеспечивать мощность в нагрузке:
Р1УМ=Р1/h(ВКС)=0,5/0,8=0,63 Вт.
В качестве активного элемента для УМ выбираем транзистор 2N2222A со следующими параметрами:
f '=300 МГц; РН'=2 Вт; КР'=7...40; hТ'=50...60; ЕП'=12 В; Q=90.
Используя формулы (1), (2) найдем РУЧ:
РУЧ=0,8/22,7=35 мВт
В умножителе частоты будем использовать транзистор типа КТ340B со следующими параметрами:
f '=300 МГц; РН'=100 мВт; КР'=5...7; ЕП'=12.0 В; Q=90.
Используя формулы (1), (2) найдем РУЧ:
Следовательно РУО=РУЧ/КУЧ=35/11,6=3 мВт.
Зададимся выходной мощностью задающего автогенератора. Пусть Р1ЗГ=0.6 мВт. Тогда усилитель-ограничитель должен обеспечить усиление по мощности КРУО:
КРУО=РУО/Р1ЗГ=3/0.6=5
Используя полученные выше данные можно составить структурную схему проектируемого передатчика, которая приведена в приложении.
Расчет принципиальных электрических схем отдельных каскадов передатчика
- Расчет усилителя мощности
В качестве усилителя мощности будем использовать однотактный генератор, работающий с отсечкой тока, выходная цепь связи которого будет обеспечивать фильтрацию высших гармоник. Электрическая принципиальная схема такого однотактного генератора вместе с фильтрующей цепочкой П-типа приведена на рис.2.
Рис.2 Схема электрическая принципиальная однотактного УМ
Фильтрующая П-цепочка (L1,C1, C2) позволяет либо повышать, либо понижать нагрузочное сопротивление RН.
Электрический расчет режима работы транзистора состоит из двух этапов - расчет коллекторной цепи и расчет входной цепи. При этом входная цепь транзистора строится таким образом, чтобы импульсы коллекторного тока были близки к отрезкам симметричной косинусоиды с углом отсечки Q=90°, либо близким к нему.
- Расчет коллекторной цепи
Исходные данные для расчета.
Одним из важнейших параметров при расчете коллекторной цепи является номинальная мощность Р1НОМ при работе транзистора в критическом режиме Р1НОМ = 0.7 Вт.
Как уже отмечалось выше, в усилителе мощности будем использовать биполярный транзистор 2N2222A, обладающий следующими параметрами:
rнас=2...4 Ом; Uкдоп=36 В; Iк0доп=1 А; Iкдоп=1 А.
Согласно техническому заданию, напряжение питания выберем Ек=12 В, а угол отсечки Q=90°.
1. Амплитуда первой гармоники напряжения UК1 на коллекторе.
где a1(q)=a1(90°)=0.5 (согласно коэффициентам Берга).
2. Максимальное напряжение на коллекторе.
UКMAX=EK+(1.2...1.3)UK1КР.
UKMAX=12+1.2·10=24 В.
Проверим условие UKMAX<UKДОП: 24<36 В, следовательно напряжение питания и тип транзистора выбраны правильно.
3. Амплитуда
первой гармоники
4. Постоянная
составляющая коллекторного
5. Максимальный коллекторный ток
IKMAX=IK0/a0(q)<IKДОП.
IKMAX=0.09/0.318=0.28 A< 1 A.
6. Максимальная мощность, потребляемая от источника коллекторного питания.
P0MAX=P0НОМ=EK·IK0=12·0.09=1.
7. КПД коллекторной цепи при номинальной нагрузке.
h=P1НОМ/Р0НОМ=0.7/1.08=65 %.
8. Максимальная рассеиваемая
РКMAX=Р0НОМ - Р1·КБВХ,
где КБВХ=0.71. Следовательно
РКMAX=1.08-0.7·0.71=0.58 Вт.
9. Номинальное сопротивление
RЭКНОМ=UК1КР2 / (2·Р1НОМ) = (7.5)2/(2·0.7) = 40.2 Ом.
- Расчет входной цепи
В расчете предполагается, что между базовым и эмиттерным выводами по радиочастоте включен резистор Rд, сопротивление которого определяется из условия
Rд=b0/2·p·fT·CЭ,
а между коллекторным и базовым выводами - резистор с сопротивлением, определяемым соотношением
RБК= b0/2·p·fT·CК.
Для биполярного транзистора 2N2222A эти параметры имеют следующие значения
fT=300 МГц; b0=20; CK=15 пФ; CЭ=50 пФ.
Тогда
RД = 20/(2·p·300·106·50·10-12) = 212 Ом.
RБК = 20/(2·p·300·106·15·10-12) = 707 Ом.
На частотах f>3·fT/b0 в реальной схеме генератора можно не ставить Rд и RБК, однако в последующих расчетных формулах их необходимо учитывать.
1. Амплитуда тока базы.
где c=1+g1(q)·2·p·fT·CK·RЭК.
В нашем случае
g1(90°)=0.5; RЭК = 6.7 Ом, тогда
c =1+
0.5·2·3.14·300·106·15·10-12·6.
Следовательно
2. Максимальное
обратное напряжение на
В нашем случае Еотс=0,7 В; UБЭдоп=4 В, тогда имеем
3. Постоянные
составляющие базовых и
IБ0=IK0/b0=0.09/20=4,5 мА.
IЭ0=IK0+IБ0=0.09+0.0045=94,5 мА.
4. Напряжение
смещения на эмиттерном
В нашем случае, rБ=0; rЭ=0 для транзистора 2N2222A, следовательно получаем
5. Значения LВХОЭ, rВХОЭ, RВХОЭ, CВХОЭ в эквивалентной схеме входного сопротивления транзистора.
Исходные данные для расчета:
LБ=2.9 нГн;
LЭ=1.7 нГн;
СКА=(0.2...0.3)СК=3 пФ.
LВХОЭ=LБ + LЭ/c = 2.9 + 1.7/1.1 = 4.2 нГн.
rВХОЭ = [1+0.5·2·p·300·106·1.7·10-9]/
.
RВХОЭ=[-4.5 + 212·0.5] / 1.1 = 23.9 Ом.
СВХОЭ = b0/(2·p·fT·RВХОЭ) = 20/(2·3.14·300·106·23.9) = 0.148 пФ.
6. Резистивная
и реактивная составляющие
Ом.
7. Расчет входной мощности.
PВХ = 0.5·IБ2·rВХ = 0.5·0.262·6.6 = 0,22 Вт.
8. Коэффициент
усиления транзистора по
КР = Р1/РВХ = 0.7/0.022 = 3,1.
- Расчет цепей питания
В мощных оконечных каскадах, где транзисторы обычно работают с отсечкой тока, на эмиттерный переход подают запирающее смещение, которое обычно обеспечивается на сопротивлении автосмещения в цепи базы транзистора (рис. 3).
Автосмещение в цепи базы транзистора
Рис.3 Автосмещение в цепи базы транзистора
При это обеспечивается равенство: ЕБ = R2·IБО.
Обычно дроссель LБЛ исключают, допуская некоторое шунтирование транзистора по входу сопротивлением автосмещения. В этом случае сопротивление R2 по радиочастоте может выполнять роль добавочного RД.
Однако, выше уже отмечалось, что на частотах f > 3·fT/b0, то есть f = 3·300/20 = 45 МГц <250 МГц, в реальной схеме генератора RД можно не ставить.
Транзисторы диапазона СВЧ обычно работают с нулевым смещением на эмиттерном переходе, поскольку введение отпирающего смещения вызывает опасность самовозбуждения, а запирающего - снижает усиление транзистора. Роль блокировочных дросселей выполняют индуктивности выводов транзистора, индуктивность которых составляет 20...30 нГн.
Блокировочные емкости СБЛ в цепях питания транзистора следует выбирать из условия
Исходя из этого выбираем СБЛ равными 0.1 мкФ.
- Расчет трансформирующей цепи
Узкодиапазонные трансформирующие цепи с коэффициентом перекрытия по частоте Kf<1.1...1.2, в том числе и Kf= 1 выполняют на основе согласующих цепочек.
Исходные данные для расчета ФНЧ - трансформатора:
рабочая частота - 250 МГц;
- RВХНОМ = RЭК = 40 Ом;
- RH = 75 Ом;
- КБФ=0.71.
1. Определяем параметр r
r = RН / RВХНОМ = 75/40 = 1,87.
2. Коэффициент перекрытия по частоте Kf = 1.
3. Определяем параметр d = (1-KБФ)2 / (1+КБФ)2.
d = (1-0.71)2 / (1+0.71)2 = 0.029.
4. Число реактивных
элементов при максимально
Принимаем Kf = 1.1, тогда имеем
Округляя полученное значение, получаем m=2.
5. В соответствии с полученным после округления m=2 уточняем d.
Исходя из этого, получаем
Da = 10·lg (1/(1-d))=0.005 дБ.
6. Коэффициенты а1 и а2 при m=2 принимают следующие значения
;
а2 = r·а1.
m = 1 - 1 / Kf 2 = 0.174; n = 1+ 1 / Kf 2 = 1.83.
а2 = 0.56·1.87 = 0,93.
7. Определим LC - элементы при RВХНОМ<RН
L1= а1·RННОМ/2p·fB = 0.56·75 / 2·3,14·250·106 = 0.02 мкГн.
С1= а2 /2p·fBRННОМ = 0,93/ 2·3,14·250·106·75 = 7,9 пФ.
С учетом полученных сведений построим электрическую принципиальную схему трансформирующего ФНЧ (Рис. 4).
Рис. 4 Электрическая принципиальная схема трансформирующего ФНЧ
- Расчет автогенератора
- Выбор и расчет параметров схемы
Для проектируемого передатчика выбираем схему гармоникового АГ с кварцевой стабилизацией частоты и резонатором между коллектором и базой (рис. 5).
Рис.5 Гармониковый автогенератор с резонатором между коллектором и базой
Автогенератор должен обеспечить мощность в нагрузке РН=0.6 мВт на рабочей частоте fр=125 МГц.
- R1 = 50 Ом;
- C0 = 5 пФ;
- QКР = w1L1/R1 = 105.
Допустимая мощность рассеяния на кварцевом резонаторе:
РКР.ДОП = 2 мВт.
Выбираем а=РН/РКР=0.6, где РКР - мощность рассеиваемая на кварцевом резонаторе.
t0=w1·C0·R1=2·p·125·106·5·10-
Определим мощность рассеиваемую на резонаторе
РКР=РН / а=0.6 / 0.6=1 мВт.
Видим что РКР<РКР ДОП.
Выбираем транзистор типа ГТ311Е со следующими параметрами:
fГР = 150 МГц;
IКMAX =50 мА;
РКMAX = 150 мВт;
ЕКЭMAX = 12 B;
EОТС = 0.3 В.
Выбираем ЕКЭ<(0.4...0.5)ЕКЭMAX = 5 В и амплитуду импульсов тока коллектора iКМ<0.5·IКMAX = 10 мА.
Определяем St = Sg1(q), где S - локальная крутизна статистической характеристики транзистора при iK=0.5iKM.
Получим S=0.127 А/В.
Выберем g(q)=0.2, то есть q=60°. Следовательно S1 = 0.0254 A/B.
Нормированная по fS частота колебаний
WS=125/150=0.8.
Определим сопротивления Х1 и Х2 по формулам
Индуктивность L2 и емкость С3 определяем из условия
1+w12·L2·C3<n2·(n-2)2, где n и (n-2) - номера выбранной для возбуждения и ближайшей низшей нечетной гармоники.
Принимая w12·L2·C3=2, из выражения
находим
При известном С3 определяем значение L2
Относительная разница между частотами f и f1
Для более точной настройки КГ необходимо одну из емкостей (С2 или С3) выполнить полупеременной (±30%).
- Расчет режима работы транзистора
1. IK0=a0(q)·iKM=0.218·10·10-3=2.
2. IK1=a1(q)·iKM=0.391·10·10-3=3.
3. Амплитуда
напряжения на базе
4. Амплитуда напряжения на коллекторе
где
5. Мощность,
подведенная к коллекторной
Р0=IK0·EКЭ=2.18·10-3·5=11 мВт.
6. Мощность, рассеиваемая на коллекторе
РК=Р0-Р1=11·10-3-1.1·10-3=9.9 мВт.
7. Постоянная составляющая тока базы
IБ0=IK0/b0=2.2·10-3/0.05 = 44 мА.
8. Напряжение смещения на базе
9. Принимаем RЭ=[100...500] Ом, RЭ=300 Ом.
10. Сопротивление R4 определим из соотношения
R4=(10...20)Х2 = (367...734) Ом.
R4=500 Ом.
11. Напряжение источника питания
ЕП=ЕКЭ+(IКО+IБО)RЭ
ЕП = 5+(2.2·10-3+0.044·10-3 )·300 = 5.7 В.
12. Напряжение в точке соединения R2, R3, R4
ЕД=ЕБ0+(IK0+IБ0)RЭ=0.91 В.
13. Принимая ток через делитель равным 5·IБ0, получаем
IД=0.22 мА.
14. Находим
значения сопротивлений
R3=(ЕК-ЕД)/IД=21.8 кОм=22 кОм.
R2=ЕД/(IД-IБ0)=5.08 кОм=5.1 кОм.
- Расчет частотного модулятора
Выбираем ЧМ-модулятор, модуляция в котором осуществляется с помощью варикапа (рис. 6).
Рис. 6 Частотный модулятор на варикапе
Согласно ТЗ, рабочая частота fРАБ=125 МГц , девиация частоты Df=5 кГц , выходная амплитуда напряжения ВЧ-колебаний на контуре Uw=5.5 B. Емкость контура автогенератора С=39 пФ, добротность контура Q=180.
Глубина допустимой паразитной АМ меньше 1%, коэффициент нелинейных искажений меньше 10%.
Напряжение источника питания 12 В.
1. Выбираем варикап КВ102 со следующими параметрами:
СН=22...32 пФ; n=1/2; CMAX/CМПН=3; jK=0.8 B; добротность QB>200, допустимое напряжение смещения ЕСМAX=45 B.
Относительная девиация частоты Df/f0 = 5/125=0,04.
2. Необходимое изменение емкости контура для получения заданной девиации частоты
DC=2·Df·C/f0=2·5·103·39·10-12/
- Выбираем напряжение смещения на варикапе ЕСМ=6В, при этом емкость варикапа С0=25 пФ.
- Сопротивление делителя напряжения при токе делителя
IДЕЛ=(100...1000)IОБР=1 мА.
R1+R2=E/IДЕЛ=12/1·10-3=12 кОм.
Выбираем R1=R2=6 кОм.
5. Для
ослабления факторов, дестабилизирующих
частоту генерации, выбираем наименьший
коэффициент включения
р2С0/C=10-2, отсюда р=0.124.
6. Постоянная составляющая емкости, вносимой варикапом
С=рС0=0.124·25 пФ=3.1 пФ.
7. Необходимое изменение емкости варикапа в процессе модуляции
DC'=DC/p2=0.01/(0.124)2=0.65 пФ.
8. Емкость конденсатора связи
Ссв=С0р/(1-p)=3.54 пФ.
9. Амплитуда
модулирующего напряжения на
варикапе при крутизне
S=DC'/DU=при ЕСМ=6В=6 пФ/B.
UWB=DC'/S=0.65/6=0.108 B.
10. Амплитуда напряжения высокой частоты на варикапе
UwB=p2Uw=0.1242·5.5=8.4 мВ.
11. Проверка режима работы варикапа
UwB+UWB=(0.0084+0.108)<6 B.
12. Коэффициент паразитной амплитудной модуляции mAM
13. Нормированная амплитуда модулирующего сигнала
14. Коэффициент нелинейных искажений
где
М2=5.59·10-3;
М3=3.53·10-5;
М4=9.41·10-7;
kW=5.59·10-3=0.6%<<10%.
Заключение
В результате проделанной работы был спроектирован УКВ-ЧМ передатчик низовой радиосвязи. Все требования технического задания обеспечены. Структурная и электрическая принципиальная схемы представлены в приложении.
Схемное решение передатчика может быть усовершенствована путем замены функциональных узлов микросхемами и внедрением новых высокочастотных транзисторов с большими КР и КПД.
Список литературы
- Скупой В.Ф. “Методические указания к курсовому проекту по радиопередающим устройствам. Часть 1. Выбор, обоснование и расчет структурных схем РПУ”. – Таганрог: ТРТИ 1985. – 19 с.
- Скупой В.Ф. “Методические указания к курсовому проекту по радиопередающим устройствам. Часть 2. Проектирование принципиальных схем передатчиков с частотной модуляцией”. – Таганрог: ТРТИ 1986. – 12 с.
- Скупой В.Ф. “Методические указания к курсовому проекту по радиопередающим устройствам. Расчет кварцевых ЧМ – автогенераторов”. – Таганрог: ТРТИ 1989. – 18 с.
Приложения
