Проектирование антенных систем СВЧ
Министерство образования и науки РФ
УГТУ-УПИ
Кафедра ВЧСРТ
Проектирование антенных
систем СВЧ
Пояснительная записка к курсовому проекту по курсу
"Антенны и устройства СВЧ"
Преподаватель Баранов С.А.
Студент Черновалов А.Д.
Группа РТ–415
Каменск-Уральский
2005
СОДЕРЖАНИЕ
ВВЕДЕНИЕ…………………………………………………………
1. Исходные данные и
задание на проектирование.…..…
2. Расчет основных
линии передачи……………………….…………………….….…
2.1 Выбор типа ЛП, расчет конструктивных и электрических
параметров..………………………………………………
2.2 Расчет геометрии размеров решетки и числа элементов ..…….………….10
- Схема питания антенны….……………………………………………….11
3. Электрические характеристики антенны..…………………….……………..13
3.1 Диаграммы направленности антенны………………………….……………13
3.2 Схема фазировки антенны ………………………………………………..…13
3.3 Схемы фазовращателей антенны ...…….……………………………………15
ЗАКЛЮЧЕНИЕ…………………………..…………….….
БИБЛИОГРАФИЧЕСКИЙ СПИСОК…………………...…………..…………..21
ПРИЛОЖЕНИЕ 1 Конструкция фазовращателя…………………………22
ПРИЛОЖЕНИЕ 2 Распределение тока по элементам решётки…………23
ПРИЛОЖЕНИЕ 3 Схема распределения тока по элементам решётки…24
ПРИЛОЖЕНИЕ 4 Диаграммы направленности АР для нормального
положения луча в плоскости XZ……………….…….25
ПРИЛОЖЕНИЕ 5 Диаграммы направленности АР для нормального
положения луча в плоскости YZ……………………..26
ПРИЛОЖЕНИЕ 6 Диаграммы направленности АР для
отклонённого луча в плоскости XZ…………….…….27
ПРИЛОЖЕНИЕ 7 Диаграммы направленности АР для
отклонённого луча в плоскости XZ………….……….28
ВВЕДЕНИЕ
Антенная решетка (АР) представляет собой группу излучающих элементов, расположенных на некотором расстоянии друг от друга, причем токи в каждом элементе, в общем случае, имеют определенную амплитуду и фазу. Поле решетки определяется путем суперпозиции полей отдельных элементов. Это приводит к представлению суммарного поля в виде ряда. Принудительное изменение фаз в элементах АР приводит к перемещению луча антенны в пространстве – сканированию. Антенны такого класса называется фазированными антенными решетками – ФАР.
Для формирования узконаправленного излучения в двух взаимно перпендикулярных плоскостях и обеспечения возможностей управления лучом в некотором пространственном секторе углов необходимо использовать двумерную (поверхностную) решетку излучателей.
Многоэлементные антенные решетки были предложены давно, но из-за сложности фидерной системы и трудностей настройки применялись значительно реже, чем, например, зеркальные антенны. Однако в последнее время интерес к антенным решеткам значительно возрос, так как благодаря разработке ряда новых высокочастотных элементов появились возможности реализовать на практике новые способы формирования и управления диаграммой направленности, обусловленные многоэлементностью решеток.
Диаграмма направленности антенной решетки определяется амплитудами и фазами возбуждения излучателей, поэтому путем независимого регулирования этих величин (при помощи фазовращателей, аттенюаторов и других элементов, помещаемых в трактах излучателей) можно получить любую требуемую диаграмму направленности и управлять ее параметрами без изменения конструкции или механического перемещения антенны.
Применение схем построения антенных решеток с повышенной частотной чувствительностью положения максимума излучения позволяет создать антенны с качанием луча (как в одной, так и в двух плоскостях) за счет изменения частоты. Частотное качание луча является простейшим способом немеханического управления диаграммой направленности.
Задача повышения излучаемой мощности в случае антенных решеток довольно просто решается при размещении в каналах излучателей независимых усилителей ВЧ мощности (в частности, выполняемых в виде единого блока с управляемыми фазовращателями). При этом мощность, передаваемая по отдельным каналам, сохраняется невысокой и не возникает проблемы повышения электрической прочности фидерного тракта.
Весьма актуальная задача снижения общего числа излучателей (а следовательно, и управляющих элементов) фазированных решеток без существенного ухудшения параметров антенны (уровня боковых лепестков и ширины диаграммы направленности, сектора качания луча) успешно решается применением решеток с неэквидистантным (разреженным) расположением излучателей.
Расположение излучателей решетки по криволинейным поверхностям открывает дополнительные возможности формирования диаграммы направленности, в том числе неизменной по форме при широкоугольном качании луча.
Из сказанного ясно, как важны и актуальны задачи, решаемые при помощи антенных решеток. Неудивительно, что количество работ, посвященных антеннам этого типа, неуклонно растет и достигает многих сотен наименований.
В данном курсовом проекте рассмотрена пассивная ФАР, в которой в качестве излучателей используются полуволновые вибраторы.
1. Исходные данные и задание на проектирование.
Целью данного курсового проекта является разработка фазированой антенной решотки (ФАР) по заданным в ТЗ параметрам.
Исходные данные для расчёта:
Плоская фазированная антенная решётка с дискретным фазированием.
Тип излучателя - симметричный вибратор.
Область сканирования- конус.
Частота, ГГц – 1,4
Ширина диаграммы направленности в плоскости XZ, град - 10
Ширина диаграммы направленности в плоскости YZ, град - 20
Уровень боковых лепестков, дБ - 17
Максимальный угол отклонения луча, град - 30
Мощность передатчика в импульсе, кВт - 2
2. Расчет основных конструктивных элементов антенны и линии передачи.
- Выбор типа ЛП, расчет конструктивных и электрических параметров излучателя.
Выбор ЛП.
Практически все аналогичные устройства выполняются на несимметричных полосковых линиях (НПЛ), геометрия которых для данной диэлектрической подложки определяется ее толщиной h, шириной полоскового
Рисунок 1.
Поэтому необходимо так подобрать размеры НПЛ, чтобы обеспечить необходимые нам параметры, а также механическую прочность и реализацию. Рассчитаем их при ε = 2,1 (фторопласт):
εЭФ = 0,5(ε+1) + 0,5(ε-1)(1+10b-1h)-0.5 = 1,83.
ρ = 314εэф-0,5(1+bh-1) -1 *(1-h-1t) РКР = 1,7ЕКР2h2(t/h)(3,5+2b/h)√ε
Откуда получим: ρ = 50 Ом, РКР = 3,3 ГВт, ширина полоски b = 7,2 мм, толщина диэлектрика h = 2,1 мм, толщина напыления (полоски) t = 0,1 мм.
Расчет параметров одиночного излучателя.
Вибраторные излучатели в ФАР обычно располагают над плоской проводящей поверхностью, играющей роль экрана и предотвращающей обратное излучение. Теоретические и экспериментальные исследования показывают, что на характеристики вибраторного излучателя в составе АР сильнее всего влияют два фактора: их размещение в решётке и положение относительно проводящего экрана. Уменьшение шага решётки позволяет не только подавить высшие дифракционные максимумы, но и улучшить согласование в широком секторе углов сканирования. Изменение высоты подвеса вибраторного излучателя над экраном приводит к улучшению согласования в крайних положениях луча при сканировании в плоскостях Е и Н.
Параметры одиночного излучателя (вибратора) нужно выбирать таким образом, чтобы ширина его ДН по уровню –3дб превышала ширину сектора сканирования луча 2Qm:
DQ-3дб > Qm
Qm=300 Þ 2Qm=600
ДН полуволнового вибратора рассчитывается по следующей формуле:
где d- расстояние между осью вибратора и экраном (см. рис.3).
Обычно d выбирается из условия: 0,25l<d<0,35l. Возьмем d = 0,35l
d = 75 мм
Конструкция вибратора на ФАР
Вибратор располагается на расстоянии d=0,35l, т.е. для l=214 мм,
d = 75 мм (см. рис. 3). Входное сопротивление полуволнового вибратора составляет 73.1+j32 Ом.
Для подвода мощности к излучателю от НПЛ используем жесткий закрытый волновод круглого сечения (коаксиальная линия передачи), причем КЛП также будет являться и механической опорой для вибратора.
Рисунок 3.
DК (внутренний диаметр внешнего проводника) = 10 мм;
dК (диаметр внутреннего проводника) = 4,35 мм.
Т.к. КЛП, также как и НПЛ имеет волновое сопротивление 50 Ом, то она не требует дополнительного согласования с НПЛ, причём сплошной металлический проводник НПЛ электрически соединен с экраном ФАР.
В связи с тем, что заполнение КЛП воздушное, то необходимо поддерживать внутренний проводник в центре, для сохранения структуры КЛП. Для этого воспользуемся диэлектрической шайбой из полистирола (er=2.5) рис.4 (В - толщина шайбы, dШ - внутренний диаметр шайбы).
Рисунок 4.
внутреннего проводника и, соответственно, внутренний диаметр шайбы. Из формулы (1) находим необходимый диаметр dШ = 2,7 мм. Толщину шайбы нужно брать как можно меньше, т.к. в полистироле потери больше чем в воздухе, но в тоже время не бесконечно тонкую, иначе шайба станет механически непрочной. Поэтому выберем оптимальную толщину В = 3 мм. Шайбу установим в верхней части КЛП (ближе к резонатору).
Из-за разницы в сопротивлениях антенны и КЛП необходимо согласование нагрузки с линией передачи.
Пояснение к согласованию отображено на рис.5:
ZК= 50 Ом,
ZА=73,1+j32 Ом,
`ZА=ZА/ZК=1.46+j0.64.
Коэффициент отражения находим по формуле . Коэффициент стоячей волны находим по формуле: КСВ = (1+Г)/(1-Г) = 1,9.
Рисунок 5.
Для выполнения условия согласования необходимо чтобы в точке подключения трансформатора напряжение или ток имели минимум или максимум. Найдем это расстояние:
Т.к. вибратор симметричный, а ЛП несимметричная, то появляется паразитный ток IП (рис. 6), который создаёт ортогональную поляризацию, его необходимо блокировать.
Рисунок 6.
2.2 Расчет геометрических размеров решетки и числа элементов
Шаг решётки (расстояние между соседними излучателями) выбирается с таким расчётом, чтобы побочный, главный максимум решётки не входил в главный лепесток одиночного излучателя при максимально отклонённом луче:
D = 0.67l= 143 мм – шаг решётки.
Исходя из заданного уровня боковых лепестков (d= -17 дб), можно, пользуясь табл.3.1[1], выбрать закон распределения возбуждения (тока) по элементам решётки:
Выберем cos2 на пьедестале, для d= -17дб :
,
,
А - размер ФАР по оси Х,
В - размер ФАР по оси Y.
Число излучателей по стороне Х: nX = A/D + 1 = 1156/143 +1 = 9,01
Число излучателей по стороне Y: nY = A/D + 1 = 578/143 +1 = 5,04
Т.к. количество излучателей должно быть 2м, то nX = 16, nY = 8
Пересчитаем размеры решетки: A = 143(16-1) = 2145 мм, В= 143(8-1) = 1001 мм
2.3 Схема питания антенны
Исходя из закона возбуждения тока по элементам решётки, рассчитаем распределение тока (а значит и мощности) по элементам решетки. Расчет производиться по формуле:
,
при Δx = Δy = 0,7.
Результаты расчета в приложении 2.
В качестве делителей мощности для создания требуемого распределения воспользуемся реактивным параллельным делителем мощности (тройниковым делителем) рис.7. Все входные линии имеют одинаковые волновые сопротивления r. К точке разветвления подключены четвертьволновые трансформаторы с волновыми сопротивлениями r1, r2, r3.
Пусть r0=50 ОМ = r1, тогда r2=80 ОМ и r3=64 ОМ
Величина eэф зависит от геометрии НПЛ, а длина волны в линии от eэф:
, поэтому длина трансформаторов будет различной.
В качестве материала диэлектрика возьмём фторопласт (e=2,1) толщиной 2,1 мм, и проведём расчёт такой полосковой линии по формулам:
,
Имеем: r1 = 50 Ом Þ b = 7,2 мм, λЛ/4 = 39,6 мм,
r2 = 80 Ом Þ b = 3,8 мм, λЛ/4 = 40,2 мм,
r3 = 64 Ом Þ b = 5,2 мм, λЛ/4 = 39,9 мм.
Аналогичным образом рассчитываются делители на остальные излучатели.
Рисунок 8.
3. Электрические характеристики антенны
- Диаграммы направленности.
По формулам 2.4, 2.5 и 2.6 из [1] с помощью ЭВМ были построены ДН антенны: для нормального луча в плоскости XZ (приложение 4), нормального луча в плоскости YZ (приложение 5), отклонённого на Qm луча в плоскости XZ (приложение 6) и отклонённого на Qm луча в плоскости YZ (приложение 7). После расчетов возникла необходимость изменить размеры ФАР для достижения необходимых результатов: расстояние между элементами D стало равным 85 мм, размер решетки А = 85(16-1) = 1275 мм, В = 85(8-1) = 595 мм.
Как видно из графиков требования ТЗ по боковым лепесткам (d= -17дб) и ширине ДН в главных плоскостях по уровню -3дб (DQXZ=100, DQYZ=200) выполняются в обоих случаях.
3.2 Схема фазировки антенны.
Электрическое сканирование реализуется в многоэлементных антенных решётках. Различают фазовое, амплитудное и частотное сканирование. В фазовом способе сканирования регулируются только фазовые сдвиги на входах отдельных излучателей решётки при почти не меняющемся амплитудном распределении. В амплитудном способе сканирования перемещение луча осуществляется переключением входов многолучевой антенной системы, т.е. происходит коммутация парциальных ДН. При частотном способе электрического сканирования управление фазовыми сдвигами элементов антенной решётки происходит при изменении только одного параметра - частоты колебаний, что требует создания специальных частотно-зависимых схем возбуждения элементов решётки.
Практическая реализация управляемых АР осложняется рядом специфических трудностей. К числу мешающих факторов относятся: появление фазовых ошибок в раскрыве из-за неточности действия управляющих устройств, из-за дискретности фазирования, рассогласования и взаимосвязи элементов при сканировании; появление дополнительных потерь мощности СВЧ в управляющих устройствах и т.д.
Сканирование пространства осуществляется за счёт изменения фазы сигналов излучаемых вибраторами рис.9. Линейное изменение фазы по всей поверхности антенной решётки приводит к повороту луча в пространстве. БУ- блок управления, вырабатывает сигналы для фазовращателей всех антенных
каналов (исходя из необходимого угла поворота центра сектора сканирования).
При создании ФАР используются дискретные фазирующие устройства, с помощью которых фаза возбуждения в каждом излучателе может быть изменена только скачком на величину Dj, называемую дискретом фазирования. Обычно Dj=2p/М, где М=2р (р – целое число). Управление включением необходимого фазового сдвига обычно строится по бинарному принципу (рис.10). Проходной ФВ разбивается на р каскадов, каждый из которых может находиться в одном из двух состояний, характеризуемых фазовой задержкой 0 или p¤2m-1, где m – номер каскада. Для выбора любого из М=2р возможных фазовых состояний ФВ достаточно использовать только р управляющих сигналов, принимающих условные значения 0 или 1.
При дискретном фазировании решётки точное значение фазы Фточ. Округляется до ближайшего дискретного значения Фдискр.:
Фдискр.=Dj×Е(0.5+Фточ./Dj),
где Dj - дискрет фазирования,
Е(х) - операция выделения целой части числа х.
Необходимый дискрет фазирования Dj (минимальное изменение фазы в одном ФВ) выбирается с учётом трёх основных факторов [1]:
1) Снижения коэффициента направленного действия, определяемого формулой
;
2) Роста боковых лепестков
;
3) Дискретности перемещения луча при сканировании
.
Необходимо так выбрать дискрет фазирования Dj, чтобы
dmax£dзадан.;
dQmin£0.1×DQ0.5.
Этим условиям удовлетворяет Dj=p¤8, значит необходимо реализовать ФВ со сдвигами фаз: (0;p/8), (0;p/4), (0;p/2), (0;p).
3.3 Схемы ФВ антенны.
Дискретные ФВ представляют собой устройства с различными временными состояниями. Эти состояния цепи описываются токами и напряжениями, соответствующими различным по составу или значению элементам схемы в разные моменты времени при одной и той же топологии цепи. Для дискретных ФВ это различные значения полного сопротивления управляющих элементов в разных фазовых состояниях. Принцип работы ФВ основан на скачкообразном изменении фазы проходящей или отраженной электромагнитной волны за счёт изменения электрической длины ФВ. Различают проходные и отражательные ФВ.
Отражательный ФВ представляет собой линейный двухполюсник без потерь, в котором воздействие управляющего сигнала на ключи приводит к дискретному изменению фазы отражённой электромагнитной волны.
Проходной ФВ представляет линейный согласованный по входу четырёхполюсник без потерь, в котором воздействие управляющего сигнала на ключи приводит к дискретному изменению набега фазы проходящей электромагнитной волны.
1.Проходные ФВ, в которых изменение фазы коэффициента прохождения осуществляется коммутацией различных периодически включенных в линию параллельных реактивностей - проходных шлейфных ФВ. На них реализуем сдвиги фаз (0;p/2), (0;p/4), (0;p/8).
2.Проходные ФВ, в которых
скачкообразное изменение фазы
проходящего сигнала
Проходной шлейфный ФВ (ПШФ).
Одноступенчатый ПШФ представляет собой отрезок линии передачи с волновым сопротивлением r1 и электрической длиной Q1, который нагружен с двух сторон на одинаковые параллельные проводимости Y (рис.11).
Для четырёхполюсника без потерь Y=jB. Коммутируя два значения проводимости ВÎ(В1,В2), можно получить два значения коэффициента передачи с фазами j1 и j2 и фазовый сдвиг Dj = j1- j2.
Реактивности Y реализуются обычно с помощью параллельных шлейфов, нагруженных на конце линии на pin-диод. В месте подключения шлейфов к основной линии образуется трансформатор. Эквивалентная схема такого ПШФ показана на рис.12 и представляет собой два параллельно включенных в линию передачи одноступенчатых отражательных ФВ (ООФ).
Методика синтеза такого ПШФ изложена в [2] и её можно сформулировать следующим образом:
1) Для выбранного pin-диода с параметрами СД, r- и r+ из условия оптимизации
по потерям определяются значение волнового сопротивления отрезка линии в которую включен pin-диод и y = arctg(`BC), где`ВС нормированная реактивная проводимость pin-диода:
.
Возьмём pin-диод - 2А547А-3, его параметры:
r+=0.5 Ом, r-=2 Ом, Сд=0.8 пФ.
В результате получим r2 = 82 Ом (w=2pf, где f =1.4 ГГц) и y =0.52 (ВС=wСд, ВС=7*10-3, `ВС=ВС*r2=0.58)
2) Электрическая длина
отрезка линии ООФ
.
Q2 = 2.09
3) Исходя из требуемого фазового сдвига определяются необходимая реактивность В, отношение волновых сопротивлений n12=r1/r0 и требуемый коэффициент трансформации n22 (трансформатор представляет собой отрезок линии передачи длиной в четверть длины волны и волновым сопротивлением r3, которое находится из выражения n22=r3/r0):
Для различных фазовых сдвигов получим следующие значения параметров:
а) Dj=p/2
`В = 1, n1 = 0,84, n2 = 2,02 (r1 = 35 Ом, r3 = 220 Ом).
б) Dj=p/4
`В = 0,41, n1 = 0,96, n2 = 1,82 (r1 = 46 Ом, r3 = 166 Ом).
в) Dj=p/8
`В = 0,19, n1 = 0,99, n2 = 1,59 (r1 = 49 Ом, r3 = 127).
- Два ООФ необходимо включить параллельно в линию передачи на расстоянии Q1 = p/2 друг от друга.
ФВ на переключаемых линиях.
Принципиальная схема такого ФВ представлена на рис.13, схема построения на рис.14.
В простейшем случае четырёхполюсники представляют собой отрезки регулярных линий передачи длиной Q1 и Q2 (рис.12) и фазовый сдвиг
Dj = j1 - j2 = Q1-Q2.
Реализуем ФВ на том же диоде 2А507А:
Dj = p = Q1-Q2, пусть Q1 = 9p/8, тогда Q2 = p/8.
r0 = 50 Ом.
Ячейка ФВ с установленными диодами приведена в приложении 1.
Размеры полосковых линий для различных сопротивлений рассчитываются по формулам приведённым в пункте 2.2:
r3 = 220 Ом Þ b = 0,16 мм, lЛ = 169 мм и lЛ/4 = 42 мм;
r3 = 166 Ом Þ b = 0,84 мм, lЛ=166 мм и lЛ/4 = 41 мм;
r3 = 127 Ом Þ b=1,7 мм, lЛ = 164 мм и lЛ/4 = 41 мм;
r2 = 82 Ом Þ b = 3,65 мм, lЛ = 161 мм, lЛ/4 = 40 мм и Q = 2.07 Þ l = 40 мм;
r = 50 Ом Þ b = 7,2 мм, lЛ = 158 мм, lЛ/4 = 39,5 мм, Q = 9p/8 Þ l = 72 мм и
Q = p/8 Þ l = 10 мм;
r1 = 49 Ом Þ b = 7,4 мм, lЛ = 158 мм, lЛ/4 = 39,5 мм и Q = p/2 Þ l = 39,5 мм;
r1 = 46 Ом Þ b = 7,8 мм, lЛ = 158 мм, lЛ/4 = 39,2 мм и Q = p/2 Þ l = 39,2 мм;
r1 = 35 Ом Þ b = 11 мм, lЛ = 156 мм, lЛ/4 = 39 мм и Q = p/2 Þ l = 39 мм.
Для подобной структуры можно составить таблицу состояний (табл.1), в левом столбце которой указан фазовый сдвиг, а в правой части соответствующий ему бинарный код:
Таблица 1
Dj |
N | ||||
1 |
2 |
3 |
4 |
5 | |
0 |
0 |
1 |
0 |
0 |
0 |
p/8 |
0 |
1 |
0 |
0 |
1 |
p/4 |
0 |
1 |
0 |
1 |
0 |
3p/8 |
0 |
1 |
0 |
1 |
1 |
p/2 |
0 |
1 |
1 |
0 |
0 |
5p/8 |
0 |
1 |
1 |
0 |
1 |
3p/4 |
0 |
1 |
1 |
1 |
0 |
7p/8 |
0 |
1 |
1 |
1 |
1 |
p |
1 |
0 |
0 |
0 |
0 |
9p/8 |
1 |
0 |
0 |
0 |
1 |
5p/4 |
1 |
0 |
0 |
1 |
0 |
11p/8 |
1 |
0 |
0 |
1 |
1 |
3p/2 |
1 |
0 |
1 |
0 |
0 |
13p/8 |
1 |
0 |
1 |
0 |
1 |
7p/4 |
1 |
0 |
1 |
1 |
0 |
15p/8 |
1 |
0 |
1 |
1 |
1 |
2p |
0 |
1 |
0 |
0 |
0 |
В таблице:
N- номер контактной площадки для подачи управляющих сигналов;
Dj- требуемый фазовый сдвиг;
1-подача на контактную
0-подача на контактную
ЗАКЛЮЧЕНИЕ
Целью данного курсового проекта являлся расчет ФАР по некоторым известным параметрам, таких как: частота излучения, максимальные углы отклонения луча от нормали к решётке, уровень боковых лепестков и т.д. В качестве одиночного излучателя предлагался симметричный четвертьволновый вибратор. Анализируя полученные результаты можно сделать вывод, что полученные параметры ФАР практически не отличаются от заданных в ТЗ:
- Для нормального луча DQ0.5Р XZ, град = 8,98, для отклоненного 9,65 град, в то время как по ТЗ DQ0.5Р XZ, град = 10.
- Для нормального луча DQ0.5Р YZ, град = 18,22, для отклоненного 19,04 град, в то время как по ТЗ DQ0.5Р YZ, град = 20.
- Максимальный угол отклонения луча Qm XZ = 29,6 град, Qm YZ = 28,33 град, в то время как по ТЗ Qm, град = 30.
- Уровень боковых лепестков d для нормального луча в плоскости
XZ = -17,4 дБ, в плоскости YZ = -21,1 дБ, в то время как по ТЗ –17 дБ.
Максимальный уровень боковых лепестков d для отклоненного луча в плоскости XZ = -15,8 дБ, в плоскости YZ = -17,2 дБ, в то время как по ТЗ –17 дБ.
Характеристики ФАР удовлетворяют требованиям ТЗ.
БИБЛИОГРАФИЧЕСКИЙ СПИСОК
1.Наймушин М.П., Панченко Б.А., Шабунин С.Н. Проектирование
антенных систем СВЧ: Методические указания и задания к курсовому проекту. Екатеринбург: УГТУ-УПИ, 1993. 48с.
2.Хижа Г.С., Вендик И.Б., Серебрякова Е.А. СВЧ фазовращатели и переключатели: Особенности создания на pin-диодах в интегральном исполнении. М.: Радио и связь, 1984. 184с.
3.Наймушин М.П. Согласование линий передачи с нагрузкой: Учебное пособие для вузов. Екатеринбург: УГТУ-УПИ, 1999. 42с.
4.Антенны и устройства СВЧ. Проектирование фазированных антенных решёток: Учебное пособие для вузов / Филиппов В.С., Пономарёв Л.И., Гринёв Ю.А. и др.; Под ред. Д.И. Воскресенского. М.: Радио и связь, 1994. 592с.
5.Полосковые платы и узлы: Проектирование и изготовление / Котов Е.П., Каплун В.Д., Тер-Маркарян А.А. и др.; Под ред. Е.П. Котова и В.Д. Каплуна. М.: Сов. радио, 1979. 248с.
6.Полупроводниковые приборы: Диоды, тиристоры, оптоэлектронные приборы. Справочник / Баюков А.В., Титцевич А.Б., Зайцев А.А. и др.; Под ред. Н.Н. Горюнов. М.: Энергоатомиздат, 1983. 744с.
