Проектирование импульсного блока питания
Министерство образования Республики Беларусь
Витебский государственный технологический университет
кафедра АТПП
Курсовая работа по предмету
“Электронные устройства автоматики”
Проектирование импульсного блока питания.
Выполнил:
студент гр.
Проверил:
Витебск
2013
Содержание
1 Введение 2
2 Выбор структурной схемы 4
3 Расчет стабилизаторов 6
4 Расчет стабилизатора на операционном усилителе 8
5 Выбор и расчет выпрямителей 15
6 Расчет высокочастотного
7 Расчет обратного преобразователя и генератора прямоугольных
импульсов 18
8 Расчет питания цифровой части управления преобразователя 20
9 Расчет входной цепи 23
Заключение 25
Литература 26
Разработка принципиальной электрической схемы импульсного вторичного источника питания
Bариант 30
U01,В |
U02, В |
I01, А |
I02, А |
15 |
24 |
3 |
1 |
Uсети = 220 В; fсети= 50 Гц; ΔUсети = ±15%; ΔU01 =±1%;ΔU02 = ±2%; Umп1 < 5 мВ; Umп2 <10мВ.
Обратный преобразователь
1. На основании задания на проектирование произвести выбор оптимальных схемных решений источника питания и всех узлов. В пояснительной записке привести обоснование выбора структурной, функциональной и принципиальной электрических схем проектируемого источника питания, а также описание принципа действия всех узлов и источника питания в целом.
2. По каждому выходу
3. Произвести расчет всех узлов
проектируемого источника
4. Выполнить моделирование всех
узлов и проектируемого
5. На основании анализа
6. Электрические функциональные
и принципиальные схемы выполни
7. Привести таблицу «Перечень
элементов» и список использова
8. Пояснительную записку
9. Графическая часть работы (функциональная и принципиальная электрическая схемы проектируемого источника питания) выполняется на листах формата А3.
Электроника представляет собой бурно развивающуюся область науки и техники. Она изучает принципы устройства, работы и применения различных электронных приборов. Электронные приборы служат основными элементами радиотехнических устройств и определяют важнейшие показатели радиоаппаратуры. Электроника проникла во все отрасли современной науки, техники, промышленности. Электронные приборы используются в автоматике, телемеханике, проводной связи, кино, атомной и ракетной технике, астрономии, метеорологии, геофизике, медицине, биологии, физике, химии, металлургии, машиностроении, различных областях измерительной техники и т.д.
Прогресс электроники содействовал развитию кибернетики – науки, занимающейся вопросами управления и связи в машинах и живых организмах, а также созданию быстродействующих вычислительных машин. Без электронной аппаратуры невозможно исследование космоса с помощью спутников, ракет, космических кораблей и межпланетных станций.
Электронные устройства позволяют проводить разнообразные исследования и измерения, в частности такие, которые не имеют ничего общего с электроникой. Электронные усилители, генераторы, выпрямители, осциллографы, измерительные приборы и другие устройства стали мощным средством для научных исследований, автоматизации и контроля производственных процессов. Методы электроники значительно улучшили изучение свойств многочисленных веществ, существующих в природе, позволили глубже познать строение материи, приблизили нас к более правильному пониманию закономерностей материального мира.
В начале своего развития и в течение нескольких десятилетий электроника опиралась почти исключительно на электронные и ионные электровакуумные приборы. Однако в последнее время почти во всех областях современной электроники основными приборами стали полупроводниковые. Техника полупроводниковых приборов стала большой и очень важной областью электроники.
По сравнению с электронными лампами полупроводниковые приборы имеют существенные достоинства. Среди них:
- малая масса и малые размеры;
- отсутствие затрат энергии на накал;
- более высокая надежность и срок службы;
- большая механическая прочность;
- более высокий КПД, так как потери в самих приборах невелики;
- возможность работы при низких питающих напряжениях;
- возможность использования в микроэлектронной аппаратуре;
- более низкая стоимость.
Использование полупроводниковых приборов дает огромную экономию в расходовании электрической энергии источников питания и позволяет во много раз уменьшить размеры и массу аппаратуры. В полупроводниковых интегральных микросхемах на пластинке кремния размером в несколько квадратных миллиметров размещаются сотни и тысячи транзисторов. На основе микронных технологий и подобных микросхем построены электронные вычислительные машины, содержащие несколько сот миллионов элементов.
Бурное развитие электронных устройств автоматики поставило перед разработчиками проблему миниатюризации источников питания данных устройств. До сих пор источники питания занимали больше всего места и имели массу, превосходящую сами схемы, для питания которых они предназначались. Использование современных электронных средств импульсной техники и цифровой электроники позволяют создавать источники питания электронных схем, имеющие несравненно меньшие массогабаритные параметры, чем свои предшественники, обладая при этом не худшими, и даже несколько превосходящими электрическими характеристиками.
Целью данной курсовой работы является проектирование и расчет схемы импульсного источника питания, обладающего заданными характеристиками и имеющего структуру, позволяющую снизить массогабаритные параметры такого же источника, но построенного по стандартной схеме проектирования источников питания.
2 Выбор структурной и функциональной схемы.
Известно, что с ростом частоты преобразования масса и габариты трансформатора уменьшаются. Этот факт можно использовать для снижения этих параметров. Структурная схема, использующая высокочастотный трансформатор, представлена на рисунок 1.
Рисунок 1
Данная схема имеет два канала нагрузки, т.е. разработана в соответствии с заданием данной курсовой работы. Работает она следующим образом: сетевое напряжение 220 В, 50 Гц выпрямляется и подается на вход инвертора, который преобразует его в переменное напряжение высокой частоты. Это напряжение подается на высокочастотный трансформатор (ВЧ - трансформатор), где преобразуется на два канала нагрузки в соответствии с требованиями для каждого канала. После этого работа схемы не отличается от работы стандартной схемы источника питания – напряжение выпрямляется, сглаживающие фильтры устраняют пульсации выпрямленного напряжения, стабилизатор обеспечивает заданный уровень отклонения напряжения от номинального (стабилизирует напряжение), схема защиты устраняет превышения напряжения на входе стабилизатора и короткое замыкание на нагрузке.
Среди недостатков данной структурной схемы можно отметить наличие относительно сложной системы управления инвертором. Этот недостаток устраняется введением цифровой схемы управления силовыми транзисторами инвертора.
Функциональная схема управления.
Рисунок 2
Функциональная схема проектируется в соответствии со структурной схемой. Элементы сетевого фильтра C и TV предотвращают попадание высокочастотных помех из питающей сети в схему импульсного блока питания. Постоянное напряжение формируется однофазным мостовым выпрямителем. Оно запитывает схему управления обратного преобразователя и его силовой транзистор. Высокочастотные импульсы от схемы управления поочередно поступают на вход транзистора, формируя переменное напряжение на высокочастотном трансформаторе, напряжение на вторичных обмотках которого соответствует необходимым значениям согласно заданию. Повышенные рабочие частоты даёт преимущество в габаритных размерах трансформатора и экономию дорогостоящих цветных металлов. В связи с применением индуктивных связей при передаче электрической энергии, прямоугольные импульсы, вырабатываемые схемой управления, в конечном итоге, поступая на входы выпрямителей стабилизаторов, являются близкими к синусоидальному сигналу, что позволяет применять стандартные схемы стабилизаторов. Схема защиты от перенапряжения одного из каналов завязана на схему управления. Ее срабатывание дискретно прерывает работу генератора прямоугольных импульсов.
3 Расчет стабилизаторов.
Для канала 15 В, 3 А применим микросхему стабилизатора STR54041, c параметрами:
Выходное напряжение 15 В; максимальный ток нагрузки 4 А; нестабильность по напряжению 0.02%
Рисунок 3
Выходное напряжение 15В. Делитель R1, R2 выбирается из условия:
Примем R1 = 400 Ом, тогда
R2 =
где для STR54041 Iпот = 20 mA.
U ВХ min = UВЫХ max + UКЭ нас,
где UКЭ нас – минимальное напряжение на регулирующем элементе, для STR54041 UКЭ нас = 2,5 В.
U ВЫХ max= UВЫХ + δUВЫХ = 15 + 15 · 0,02 =15,3 В.
U ВХ min = 15,3 + 2,5 = 17,8 В.
U ВХ ном =
где α – относительное отклонение напряжения сети, в нашем случае αmin = αmax = 0,15, т.е. 15 %.
U ВХ ном =
U ВХ max = UВХ ном(1 + αmax) = 21(1+0.15) = 24 В.
Максимальная мощность рассеивания на микросхеме
Pmax = UКЭ max · Imax;
Imax = IВЫХ.
UКЭ max = UВХ max – UВЫХ max = 24-15.3 = 8,7 В.
Pmax =
Предельно допустимая рассеиваемая мощность STR54041 30 Вт.
R2 =
Принимаем стандартное значение 150 Ом.
C2 = 4,7 мкФ – исходя из рекомендаций C2 ≥ 2,2 мкФ.
С1 = 1 мкФ.
Цепи защиты от короткого замыкания по выходу используются практически во всех схемах для предотвращения разрушения дорогостоящих мощных выходных транзисторов. В нашем вторичном блоке питания два выходных канала, таким образом, схем защиты тоже должно быть две. Однако, учтем, что в микросхеме выходного стабилизатора STR54041 уже предусмотрена защита от превышения напряжения на входе и от короткого замыкания на нагрузке. Следовательно, для этого канала не проектируем цепи защиты.
4 Расчет стабилизатора на операционном усилителе
Рисунок 4
Проведем расчет для стабилизатора, изображенного на рисунке 4. Зададимся входным напряжением 40В (значение берем более 24· ).
Выбираем регулирующий транзистор VT1 с большим значением коэффициента передачи по току и большими значениями напряжений между коллектором–эмиттером и базой–эмиттером, например 2N4669, имеющий параметры: максимальный ток коллектора Ikmax=2.5А, максимальное напряжение коллектор-эмиттер Uкэmax=60В, максимальная мощность рассеяния на коллекторе транзистора Ркmax=25Вт, коэффициент усиления по току h21э=50..110, граничная частота коэффициента передачи тока fг=2MГц.
Выбираем операционный усилитель LM434, имеющий параметры: напряжение источника питания UИП=±10..±15В, коэффициент усиления 104дб (160000), входное сопротивление Rвх=4МОм, потребляемая мощность 54мВт, входной ток Iвх<300нА, предельные значения выходных напряжения и тока ОУ: UвыхmaxОУ=10В, IвыхmaxОУ=35мА.
Определим требуемый коэффициент стабилизации:
Зададим точку покоя регулировочного транзистора VT1.При токе в нагрузке 1А и выходном напряжение 24В среднее значение напряжения перехода коллектор-эмиттер должно составлять 40-24=16В. Тогда мощность рассеивания на коллекторе транзистора около 16Вт. На выходной характеристике строим нагрузочную прямую и отмечаем точку покоя для среднего входного напряжения.
Рисунок 5
Соответственно на входной характеристике
Рисунок 6
Ток базы покоя регулировочного транзистора при среднем коэффициенте усиления по току:
UвыхОУ = Uбэ + Uнmax < UвыхmaxОУ ;
Uбэ = 1.5 В
UвыхОУ = 1.5+24.24=25.74 В
IвыхОУ = Iбmax VT1=
Выбранный объект управления удовлетворяет необходимым условиям по напряжению и по току.
Опорное напряжение формируем с помощью стабилитрона 1N1985A, для которого: номинальное напряжение стабилизации 8.2В, ток стабилизации 90 мА.
Uоп = Uст < Uнmin ;
Uоп =8.2 В
определим сопротивление балластного резистора R1. Из условия Iст ном >> IвхОУ
R1 = = =335Ом.
Принимаем резистор C2-0.125-330Ом±10%.
Определим сопротивление резистора R4 из выражения Uвх=Iб∙R4+Uбэ+Uн, откуда R4=982Ом. Принимаем стандартное значение 1кОм
Обеспечить требуемые выходные параметры ОУ можно введением обратной связи. Рассчитаем цепь обратной связи: R2–R3 при коэффициенте усиления 10.
Выражая ß, получим:
Так же . Чтобы резисторы не оказывали большого влияния на работу схемы, возьмем их значения наибольшими. Пусть R3=47кОм, тогда R2= =470кОм. Рассчитаем сопротивления делителя. Задаваясь током делителя 1 мА, и формируя напряжение обратной связи близкой к 3.3В, но менее его, получаем следующие стандартные номиналы: R5=8.2кОм; R6=3.3кОм.
Рассчитаем элементы схемы защиты от короткого замыкания. Транзистор VT2 при токе нагрузки в пределах 1А находится в режиме отсечки. При достижение тока нагрузки 1.5А VT2 переходит в режим насыщения и закорачивает базу VT1, закрывая его. Напряжение, приложенное к переходу коллектор- эммитер VT2 за вычетом падения напряжения на R4 (24– 1.5=22.5В) и напряжения на диоде в прямом направление составит 22В. Следовательно коллекторный ток в открытом состояние Iк нас должен составлять около 10мА. В соответствие с полученными данными в качестве VT2 выбираем транзистор BKF2034 c параметрами: максимальный ток коллектора Ikmax=100мА, коэффициент усиления по току h21э=30..90, максимальное напряжение коллектор-эмиттер Uкэmax=20В, максимальная мощность рассеяния на коллекторе транзистора Ркmax=25мВт.
Возьмем в качестве датчика тока резистор R7 сопротивлением 2.3Ом. Тогда при номинальном токе в нагрузке не более 1А, падение напряжения на нем не превысит 2.3В. Согласно выбранному режиму работы (рисунок 7) находим из входной характеристики (рисунок 8) диапазон изменения напряжения смещения.
Рисунок 7
Рисунок 8
Для режима отсечки Uбэ<560мВ и насыщения Uбэ>620мВ. Соответственное изменение тока базы обеспечивает резистор R8.
R8= (UR7– Uбэ)/ Iб= (2.3–0.57)/0.1·10-3=1730Ом
Принимаем стандартное значение C2-0.125-1.8кОм±10%.
Диод VD4 выбираем марки MT4644, который служит для улучшения связи между каскадом защиты и управляющим транзистором.
Рассчитаем номиналы элементов схемы защиты от перенапряжения. Выбираем стабилитрон 1N4742: напряжение стабилизации 25 В, ток стабилизации 21мА.
Конденсатор С1 предотвращает ложное срабатывание схемы защиты при включение ИБП и его емкость подбирается соответственно для пропускания импульсов малой длительности. Примем значение С1=3.3 нФ.
Принцип действия защиты: в случае достижения напряжения на нагрузке примерно 25В происходит открытие VD5 и начинает протекать ток. Усилитель работает в режиме компаратора и формирует на выходе напряжение соответствующее логической 1, которая поступает на вход третьего элемента ИЛИ-НЕ задающего генератора, отключая его. Сопротивление R9 выбираем равным 1.2кОм, а R10=100 Ом, для обеспечения напряжения на входе второго операционного усилителя 1В. Выбираем операционный усилитель LM1141, имеющий параметры: напряжение источника питания UИП=±10..±15В, коэффициент усиления 102дб. Резистор R11 принимаем равным 1кОм.
Схема моделирования:
Рисунок 9
Рисунок 10
5 Выбор и расчет выпрямителей.
Основными параметрами выпрямителей являются: средние значения выпрямленного тока и напряжения; коэффициент полезного действия и коэффициент пульсаций, равный отношению амплитуды напряжения первой гармоники и значению выпрямленного напряжения. Рассмотрим основные схемы однофазных выпрямителей.
Однополупериодные выпрямители. Простейшим однополупериодным выпрямителем является диод, включенный последовательно с вторичной обмоткой трансформатора. Достоинством такого выпрямителя является исключительная простота, а недостатком – большие амплитуды пульсаций. Поэтому такие выпрямители используются редко и только в высокоомных нагрузках. В остальных случаях применяются двухполупериодные выпрямители.
КПД однофазной мостовой схемы выпрямления хуже, чем у двухполупериодной схемы, однако требования к трансформатору тут снижены, а также меньше внешнее поле рассеяния. Однако в двухполупериодной схеме немного снижена амплитуда пульсаций.
Исходя из вышеизложенного целесообразно использовать мостовую схему выпрямления, однако заданием определено использование обратного преобразователя, работающего на однополупериодный выпрямитель, поэтому для первого и второго каналов нагрузки используем однополупериодную схему выпрямления.
Рассчитаем выпрямитель для канала 24 В., 1 А. Принимаем однополупериодную схему выпрямления.
IСР = 1· Imax = 1 А.
Максимальный ток вентиля.
Imax vd = π· Imax = 3,14·1 =3,14 А.
Максимальное обратное напряжение
UОБР max = 3,14 · Uвхmax = = 125.6 В.
Выбираем диод 2Д280A:
UОБР max =200 В, Imax vd=10 A, Rпр = 0.2 Ом, Uпр max=1B
Рассчитаем выпрямитель для канала 15 В., 3 А. Принимаем однополупериодную схему выпрямления.
IСР = 1 · Imax = 3 А.
Максимальный ток вентиля.
Imax vd = π· Imax = = 4,71А.
Максимальное обратное напряжение
UОБР max = 3,14 · Uвхmax = = 75,4 В.
Выбираем диоды 2Д280A:
UОБР max =200 В, Imax vd=10 A, Rпр = 0.2 Ом, Uпр max=1B
6 Расчет высокочастотного трансформатора
Мощность нагрузки
Используемая мощность
Возьмем магнитопровод марки 2000 НМ4 с параметрами: S0=3.5 см2, D=25мм, d=18 мм, b=10мм, Вmax=0.2 Тл
Площадь сердечника:
Габаритная мощность трансформатора
Примем значение f=150 кГц
Ргаб>Рн
Определим напряжение на первичной обмотке:
Uкэ нас– напряжение насыщения перехода коллектор- эммитер управляющего транзистора, условно примем его значение равное 1В.
Uпит– выпрямленное входное напряжение, при 220В переменного входного напряжения оно составит 210В.
Рисунок 12
Найдем число витков первичной обмотки W1 трансформатора:
Принимаем W1=50 витков.
Обмотка W2 обеспечивает возврат энергии, накопившейся в трансформаторе при открытом регулирующем транзисторе, обратно в сеть. Поэтому число витков W2=W1=50.
Определяем максимальный ток первичной обмотки:
Напряжение на первой и второй вторичной обмотки были определены в предыдущих разделах, поэтому номинальная мощность составит:
Pн = U01д ·I01+ U02д ·I02 =21·3+40·1=103 Вт
где 0.8– кпд трансформатора.
Диаметр провода первичной обмотки W1 и W2:
d1=0.6·
принимаем d1=0.5 мм
Число витков вторичных обмоток:
принимаем W3=5, W4=10 витков.
Диаметр провода первой вторичной обмотки:
Диаметр провода второй вторичной обмотки:
Принимаем d23=1.2 мм, d24=0.8 мм
7 Расчет обратного преобразователя и генератора прямоугольных импульсов
Главным достоинством обратного преобразователя является его простота конструкции. Его расчет заключается в выборе управляющего транзистора VT1 и подборе R1, C1 для обеспечения частоты задающего генератора 150кГц.
Рисунок 13
Рассчитаем время задающую цепочку R1-C1.
Зададимся сопротивлением R1=1кОм, тогда при частоте 150кГц емкость конденсатора:
Принимаем стандартное значение 1000пФ.
Задающий генератор выполняем на микросхемах К531ЛЕ1П с напряжением питания 5В и потребляемым током 25мА.
Силовой транзистор преобразователя должен удовлетворять условию:
где γ– коэффициент заполнения
Данный тип генераторов не является симметричным. Для него время импульса в среднем превышает время паузы в 3 раза, поэтому γ=0.75, откуда
Максимальное напряжение перехода коллектор– эммитер для однотактного преобразователя составляет удвоенное напряжение питания, т.е. 420В. Таким образом выбираем в качестве управляющего транзистора 2N6780 с параметрами: максимальное напряжение перехода коллектор– эммитер Uкэmax=800В, максимальный ток коллектора Ikmax=3А, граничная частота fг=28МГц, коэффициент усиления по току долее h21э>10, максимальная мощность рассеяния на коллекторе транзистора Ркmax=45Вт.
Обратное напряжение диода VD1 не превышает напряжения питания, кроме того, он должен работать на частоте 150кГц. Поэтому выбираем диод MT4543, с параметрами: максимальное обратное напряжение 500В, максимальный прямой ток 8А, рабочая частота 150кГц.
Рисунок 14
Рисунок 15
8. Расчет питания цифровой части схемы управления преобразователя.
Рисунок 16
Для питания генератора и схемы формирования управляющих импульсов используем параметрический стабилизатор.
Напряжение питания микросхем 5В, потребляемый ток 25мА, тогда нагрузка:
Определим напряжение, которое необходимо погасить на конденсаторе С1.
Примем Uvd =2В
Определяем сопротивление конденсатора С1
Определяем емкость С1
Выбираем конденсатор 15мкФ
Принимаем время разряда конденсатора С1 τ=1мс
Следовательно, сопротивление R1 равно
Выбираем резистор 1кОм. Выбираем схему двухполупериодного мостового выпрямителя.
Выбираем тип диодов MTS230 с параметрами: Iпр ср=0.5мА; Uобрmax=80В.
Примем коэффициент пульсации емкостного фильтра К=0.1
Принимаем С2=150мкФ.
Емкость конденсатора С3 примем равной 0.01мкФ, для обеспечения фильтрации высокочастотных помех. Выбираем стабилитрон 1N5918 с параметрами Uст ном=5.1B, Uстmin=4.8В, Uстmax=5.4В Iст ном=73.5мA.
Рисунок 17
Рисунок 18
9 Расчет входной цепи
Выберем мостовую схему выпрямления.
Определим параметры диодов входящих в мост:
Как было определено ранее в расчете высокочастотного трансформатора, максимальный прямой ток через диоды составляет мА.
Выбираем диоды MTS586 с параметрами: Uобр max=600B; Iпр max=1.5А
Принимаем коэффициент пульсации на выходе емкостного фильтра К=0.01:
Выбираем конденсатор емкостью 1000мкФ.
Сетевое напряжение проходит через помехоподавляющий фильтр, ослабляющий проникновение в сеть помех и образованный дросселями L1, L2, конденсаторами С1, С2. Дроссели L1 и L2 намотаны на общем магнитопроводе типоразмера К20x10x5 из феррита 2000НМ и содержат по 35 витков провода ПЭВ-1 0,4 каждый.
Рисунок 19
Конденсаторы С1 и С2 выбираются емкостью 0.068мкФ, т.е. предохраняют от высокочастотных помех.
Принимаем коэффициент пульсации на выходе ёмкостного фильтра K=0,01.
Выбираем конденсатор на выходе входного выпрямителя 800мкФ×50В.
В данной курсовой работе мы рассчитали вторичный импульсный источник питания с заданными характеристиками. Нами была выбрана схема обратного преобразователя, схемы стабилизаторов с применением аналоговых интегральных микросхем для одного канала, схема защиты по превышению напряжения на стабилизаторе и короткому замыканию на нагрузке.
Литература
1. Источники электропитания
2 Л.Н.Бочаров и др. Расчёт электронных устройств на транзисторах. М., Энергия 1978г.
3 Г.П. Вересов Электропитание
4. В.И.Галкин и др. Полупроводниковые приборы. Справочник. Мн., Беларусь.1987г.
