Федеральное агентство по образованию 
 
ГОУ ВПО «УРАЛЬСКИЙ ГОСУДАРСТВЕННЫЙ ТЕХНИЧЕСКИЙ УНИВЕРСИТЕТ – УПИ» 

РАДИОТЕХНИЧЕСКИЙ  ИНСТИТУТ – РТФ 
 
КАФЕДРА РАДИОЭЛЕКТРОНИКИ ИНФОРМАЦИОННЫХ СИСТЕМ 
 
 

      Оценка  работы  _______________

      Преподаватель  _______________

                                           / Марков Ю.В./ 
 
 
 

Проектирование  РАДИОЛОКАЦИОННОГО  ПРИЕМНИКА 

КУРСОВАЯ  РАБОТА  

ПОЯСНИТЕЛЬНАЯ ЗАПИСКА 
 

075600 000000 002 ПЗ 
 
 

             Подпись Дата Ф.И.О. 

Руководитель                                                        Марков Ю.В. 

Студент                                                        Бакланов М.В.

 
Группа Р-43072 

Номер зачетной книжки 09372601 
 
 
 
 
 
 
 
 
 

Екатеринбург 2007

Задание на курсовое проектирование

Назначение приемника:  радиолокационный

Рабочая частота:  f = 6 ГГц

Чувствительность:   Вт

Длительность  импульса:  t_и = 1,6 мкс

Время установления импульса: t_уст = 0,4 мкс

Коэффициент различимости (требуемое

      отношение сигнал / шум):  1,3

Диапазон рабочих  температур: – 50° до 50° С  

Содержание

Введение

      Радиолокационный  приемник является частью радиолокационной станции (РЛС) и работает от общей с передатчиком приемопередающей антенны. Различают РЛС непрерывного и импульсного излучения. Обработка сигнала в приемнике предусматривает обнаружение сигнала, отраженного от цели, и (или) определение его параметров. Функции обнаружения сигнала и измерения его параметров могут быть расчленены.

      Оптимальный приемник простого импульсного сигнала (с базой порядка единицы) состоит из двух частей: широкополосной линейной части и оптимального обнаружителя или измерителя. В широкополосном линейном тракте производится усиление сигнала до уровня, необходимого для нормальной работы обнаружителя или измерителя, а также предварительная фильтрация сигнала. На первом этапе приемное устройство РЛС работает в режиме обнаружения сигнала. На втором решается задача измерения его параметров. Мы ограничимся задачей обнаружения.

      Математически задача обнаружения сигнала на фоне флуктуационной помехи сводится к вычислению корреляционного интеграла и его сравнения с заданным порогом обнаружения. Для сигнала u(t), форма которого считается известной, формируется опорный сигнал u₀(t), отличающийся от него только произвольным фазовым сдвигом и уровнем. Корреляционным интегралом называют результат интегрирования их произведения

      При φ = 0 и t_з = 0 корреляционный интеграл принимает наибольшее значение и обеспечивается наивысшее достижимое отношение сигнал/шум. Это обеспечивает наилучшие характеристики обнаружения.

1. Выбор и обоснование структурной схемы приемника

      Радиолокационный  приемник предназначен для усиления отраженных от целей сигналов и их дальнейшей обработки для выделения  полезной информации. На вход приемника поступает смесь полезных сигналов и помех. Для полного использования полезной информации необходимо применять оптимальные алгоритмы обработки. При проектировании структурной схемы РПУ необходимо предусмотреть устройства, реализующие операции оптимального алгоритма принимаемых сигналов. 

1. Ф_О – фильтр, согласованный одиночным радиоимпульсом пакета;
2. Ф_В – дискретный сумматор на скользящем интервале;
3. КД – квадратичный детектор;
4. пороговое устройство.

      Эту структурную схему алгоритма  необходимо преобразовать в структурную схему устройства, технически реализующий данный алгоритм. Для этого требуется заменить все логические операции  техническими устройствами, которые реализуют соответствующие логические операции.

      В качестве фильтров, согласованных с  одиночным радиоимпульсом применяют  линейные фильтры, построенные на пассивных элементах. Технически проще реализовать этот фильтр на промежуточной частоте (ПЧ). Для этого в схему РПУ перед фильтром вводят преобразователь частоты, содержащий смеситель и гетеродин (СМ) и (Г). В качестве квадратичного детектора (КД) применяют амплитудный детектор (АД). Пороговое устройство (ПУ) заменяют  решающим устройством, а пороговое напряжение U_П задают исходя из вида критерия обнаружения. Для обеспечения работы РПУ в реальных условиях, когда параметры сигнала изменяются, в состав структурной схемы вводят такие устройства, как устройства автоматической подстройки частоты (УАПЧ), автоматическую регулировку усиления (АРУ) и т.д.

      Так как используется одна антенна на прием и передачу сигналов, необходимо ввести в схему антенный переключатель (АП).

      Для увеличения чувствительности и избирательности  по зеркальному каналу перед смесителем включен усилитель высокой частоты (УВЧ) и входная цепь (ВЦ). Для обеспечения работы в динамическом диапазоне входных сигналов  в состав РПУ включают устройство временной автоматической регулировки порога (АРП). Для частотной автоподстройки в схему вводят смеситель (СМ2) и усилитель промежуточной частоты (УПЧ2), различитель (РЗ) и управитель (У). Сигнал от передатчика (ПРД) через делитель мощности подают на СМ2. В схему вводят АП.

      Сигналы с выхода КД подают на видеоусилитель (ВУ), а затем на индикатор (ИНД), с помощью которого оператор РЛС осуществляет визуальное наблюдение. Общую синхронизацию осуществляют с помощью синхронизатора импульсов (СИ), которые запускают ПРД, ИНД и схему ИАРУ. 

2. Расчёт  и определение  параметров структурной  схемы РПрУ

2.1. Расчет полосы пропускания линейного тракта РПрУ

      Полоса  пропускания высокочастотного тракта приемника П определяется шириной спектра сигналов Δf_c, доплеровского смещения частоты и запаса полосы, требуемого для учета  нестабильностей частот  настройки узлов приемопередающего тракта Δf_н. 

П = Δf_c + 2Δf_д + Δf_н 

    Для импульсных сигналов полоса пропускания  приемника выбирается исходя из получения максимального отношения сигнал/шум на выходе радиотракта. Такая полоса называется оптимальной и определяется как: 

П_с= (0,8...1,4)/t_уст @ 1/0,4 мкс = 2,5 МГц 

      Рассчитаем  доплеровское  смещение:

      Возьмем скорость цели равной 400 м/с 

Df_д = 2f_сV_ц / с = 2×6×10⁹×400 / 3×10⁸ = 16 кГц, где 

      где V_ц – скорость цели относительно антенны РЛС;

с – скорость света в вакууме. 

Запас  полосы  для  учёта  нестабильностей: 

, 

      где – относительная нестабильность несущей частоты принимаемого сигнала; при использовании в передатчике кварцевой стабилизации частоты несущей можно получить = (10^-5...10^-6);

        – относительная нестабильность частоты гетеродина, которую на данном этапе можно оценить лишь приблизительно, используя данные таблицы 2.1 [3]. Выбрав транзисторный однокаскадный гетеродин с кварцевой стабилизацией, можно получить = 10^-6;

        – относительная погрешность и нестабильность настройки контуров тракта промежуточной частоты, принимаем = (0,0003...0,003);

        – относительная нестабильность частоты, вызванная неточностью настройки контуров гетеродина, = (0,001...0,01).

      Для лучшего воспроизведения формы  импульсных сигналов, а также сохранения их длительности, выберем f_пч, исходя из следующих условий: 

f_пр>(10...20)/t_и 

      С другой стороны, промежуточная частота должна выбираться как можно более низкой:

• более высокое устойчивое усиление можно получить на один каскад;
• меньше зависимость усиления пи полосы пропускания от разброса и изменения параметров ламп и транзисторов;
• меньший коэффициент шума можно реализовать в каскадах усиления промежуточной частоты.

      Итак, получим: 

      В РЛП миллиметрового и сантиметрового диапазонов промежуточная частота  равна либо 30, либо 60 МГц [4]. Выберем  промежуточную частоту из стандартного ряда: 

Частота гетеродина: 

      При расчете имеем Δf_н > (1,2...1,5)×Δf_c, следовательно придётся использовать частотную автоматическую  подстройку  частоты  (ЧАПЧ)  или фазовую автоподстройку частоты (ФАПЧ).

      Для обеспечения устойчивости работы выбираем коэффициент частотной автоподстройки К_ЧАПЧ  = 35 и находим полосу пропускания приемника: 

П_ЧАПЧ= Δf_с + (2Df_д + Δf_н) / К_чапч=2,5×10⁶ + (32∙10³ + 120×10⁶) / 35 @ 9,929 МГц. 

      Рассчитаем  полосу пропускания приемника: 

П = П_с + 2Df_д + П_нс = 2,5∙10⁶ + 2∙16∙10³ + 120∙10⁶ = 122,532 МГц 
 
 

2.2 Выбор первых каскадов приемника

2.2.1 Расчет предельно допустимого коэффициента шума

, 

где

К_р.ф. @ 0,8 – коэффициент передачи фидера по мощности;

П_ш = 1,1×П = 1,1×9,929 = 10,9219 МГц;

К – постоянная  Больцмана К = 1,38×10^-23 Дж/К. 

      Проектируемый радиолокационный приемник имеет настроенную  антенну, т.е. её сопротивление чисто активно и равно сопротивлению фидера. Примем сопротивление фидера равным 75 Ом, тогда: 

Z_А = R_А = R_ф = 75 Ом 

      Относительная шумовая температура антенны: 

t_a=T_A/T₀, 

где T₀ – стандартная температура приёмника Т₀=290 К;

      Т_А – абсолютная шумовая температура антенны. 

      По графику зависимости шумовой температуры идеальных приемных антенн от частоты (рис 1.4 [3]) находим: Т_А =180 К. 

t_a=180 / 290 = 0,62 

2.2.2 Расчет коэффициента шума

      Первые  каскады приемника в значительной степени определяют его чувствительность. Для обеспечения высокой чувствительности требуется применение одного каскада УРЧ после ВЦ.

      Реальная  чувствительность приемника определяется его коэффициентом шума.

      Оценим  коэффициент шума линейного тракта РПрУ, после чего решим вопрос о  необходимости УРЧ в составе  радиотракта.

      Коэффициент шума радиотракта без использования УРЧ: 

Все коэффициенты шума ориентировочно берём из таблицы 1.3 [3]:

      Ш_вц = 1,3      

      Ш_урч = 1,5     

      Ш_пч = 5         

      Ш_упч = 10

      К_вц = 0,8

      К_урч = 10

      К_пч = 5 (при использовании транзисторного ПЧ) 

 < Ш_доп = 31,198 

      Поэтому сделаем вывод, что наличие  УРЧ  в этой схеме проектируемого приемника необязательно.

2.3. Распределение усиления между каскадами

      Обеспечение достаточного усиления радиосигнала трактом  ВЧ необходимо для нормальной работы детектора, а так же получения низкого уровня шума. Основное усиление обеспечивается в тракте ПЧ. Основными требованиями к усилительным каскадам линейного тракта являются их достаточная устойчивость (возможно меньшее число каскадов) и построение на основе наиболее экономичной и современной электронной базы.

      Общее усиление радиотракта определяется, с одной стороны, необходимым напряжением на входе детектора, а с другой заданной чувствительностью приемника. Обычно оно принимается с 2-или 3-кратным запасом: 

       , 

где  R_А – активное сопротивление антенны (75 Ом);

      U_пр – амплитуда сигнала на выходе УПЧ;  

На входе  детектора надо обеспечить U_пр = 0,2...0,5 В

      Как уже было изложено выше, примем коэффициент  передачи по мощности К_пч = 5

      Остальное усиление достигается за счет УПЧ: 

К_УПЧ = К₀/(К_ВЦ∙К_ПЧ) 

К_УПЧ = 68465

2.4. Расчет селективности

      Селективность по зеркальному каналу обеспечивается с помощью частотно-избирательной входной цепи, а по соседнему каналу – с использованием двух одиночных контуров: на выходе преобразователя частоты и на выходе УПЧ.

      Селективность по зеркальному каналу: 

      Принимаем d_эс = 0,006 

      Эквивалентное затухание одиночных контуров: 

      Селективность по соседнему каналу: 

Полагаем, что Df_ск = П = 9,929 МГц; n=2, тогда: 
 
 

2.5. Распределение искажений

      При рассмотрении такой характеристики РПрУ, как допустимый уровень частотных и временных искажений сигнала, остановимся на наиболее существенном для приемников импульсных сигналов показателе – искажениях переднего фронта импульса. Распределение искажений этого вида по каскадам РПрУ можно выразить в величине времени установления переднего фронта импульса и записать следующим образом: 

      Искажения, вносимые входной цепью незначительны  и составляют: 

 0,0016 мкс 

      УРЧ является инерционным звеном, поэтому  искажения, вносимые им, довольно велики:  

      Искажения, вносимые преобразователем частоты, составляют: 

0,04 мкс 

      Наибольшие  искажения переднего фронта радиоимпульсов вносятся детектором из-за шунтирования выходного контура УПЧ входным  сопротивлением детектора: 

0,12 мкс 

      Оставшееся  искажение переднего фронта импульса вносится сравнительно узкополосным УПЧ. Определим допустимые искажения, приходящиеся на один каскад УПЧ: 

2.6. Проектирование ЧАПЧ

      Принципиальная  схема частотной АПЧ приемника: 

      В системе АПЧ используем частотный детектор на расстроенных контурах с последовательным резонансом. В частотном детекторе используем диоды VD2 и VD3. Чтобы последующие цепи не шунтировали нагрузку ЧД, на его выход ставится эмиттерный повторитель, в качестве которого используем микросхему К2УЭ182 (биполярный эмиттерный повторитель). Т.к. уровни сигналов на выходе ЧД велики, видеоимпульсы после эмиттерного  повторителя необходимо усиливать в раздельных каналах. После пиковых детекторов полученные регулирующие напряжения складываются для формирования результирующей характеристики ЧД. Применяются параллельные пиковые детекторы (VD4 и VD5). В качестве видеоусилителей, к которым должны подсоединяться пиковые детекторы, используем интегральные схемы К2УИ181(импульсный усилитель на положительную полярность) и К2УИ182(импульсный усилитель на отрицательную полярность). Чтобы исключить шунтирование нагрузок пиковых детекторов входным сопротивлением цепей управления гетеродином, после пикового детектора установим истоковый повторитель на полевом транзисторе КП102Л.

2.7. Выбор видеоусилителя

      В видеоусилителях на транзисторах применяют  схемы с общим эммитером, так как они обеспечивают наибольшее усиление.

      Исходными данными для расчета являются:

• необходимый коэффициент усиления К_ВУ =100;
• время установления импульса  t_у = 0,4 мкс;
• длительность импульса t = 1,6 мкс.

Выбираем транзистор:

         (1.4 / )

         6,2 МГц – граничная частота 60 КГц.

      Выбираем  транзистор ГТ309А:

       = 100-300.

2.8. Выбор гетеродина

      Исходные  данные для выбора гетеродина:

• рабочая частота  ;
• требуемая выходная мощность Р_Гвых;
• диапазон перестройки по частоте;
• шумовые характеристики.

      Так как гетеродин приемника и  его источники питания должны быть миниатюрными, целесообразно использовать полупроводниковый гетеродин на диоде Ганна (ГДГ).

      Из  таблицы 8.4 [3] выбираем ГДГ типа VSC-9019, имеющий следующие параметры:

• диапазон рабочих частот f_Г, ГГц 4...8
• шаг перестройки: электронной Df_эл, МГц 50

      механической Df_мех, МГц 200

• выходная мощность Р_Гвых, мВт 100
• напряжение питания U_пит, В 11
• ток потребления I, А 0,5

      Диоды Ганна изготавливают на основе монокристаллов или эпитаксиальных пленок арсенида галлия. В зависимости от выбранного режима работы и параметров, длина образцов составляет от 5мкм до 1мм, а площадь сечения 2,5∙10^-5 – 10^-2. Необходим хороший омический контакт, обладающий линейной вольт-амперной характеристикой и малым сопротивлением по сравнению с сопротивлением объема образца.

      Диоды Ганна включают в линии передачи и резонаторы, перестраиваемые по частоте.

      Коэффициент полезного действия генераторов зависит от режима работы и составляет от единиц до 20%. В отдельных генераторах η≈30%. В импульсном режиме на частоте 7,0 ГГц получена мощность 2,1 кВт при η=4%, на частоте 100 ГГц – около 100 мВт при η=5%.

      Генераторы  на диодах Ганна перестраиваются по частоте изменением либо параметров резонаторов, либо напряжением питания. Механическую перестройку можно производить в широких пределах при условии плавного перехода из одного режима работы в другой. Кроме того, возможна перестройка с помощью варакторов, ферритов, железоиттриевого граната и магнитного поля. Электронная перестройка частоты изменением напряжения питания в резонансных режимах работы мала и составляет 5-20 МГц/В. Эта перестройка связана с изменением емкости домена.

      В микрополосковой конструкции диод 1 включен между основанием и полосковым проводником. Для стабилизации частоты используется высокодобротный диэлектрический резонатор 4 в виде диска из диэлектрика с малыми потерями и высоким значением ε (например, из титаната бария), расположенного вблизи полоскового проводника МПЛ шириной ω. Конденсатор 5 служит для разделения цепей питания и СВЧ тракта. Напряжение питания подается через дроссельную цепь 2, состоящую из двух четвертьволновых отрезков МПЛ с различными волновыми сопротивлениями, причем линия с малым сопротивлением разомкнута. Использование диэлектрических резонаторов с положительным температурным коэффициентом частоты позволяет создавать генераторы с малым уходом частоты при изменении температуры (~40 кГц/⁰C). 

      В генераторах на диодах Ганна с  полосковой и микрополосковой конструкцией используют электрическую перестройку частоты. Наиболее распространенным методом такой перестройки является включение варактора в колебательную систему гетеродина. Варактор представляет собой диод с нелинейной емкостью, величина которой изменяется при изменении  отрицательного смещения U_ОВ на нем. Таким образом изменяют резонансную частоту колебательной системы и осуществляют электрическую перестройку частоты. Достоинством такого метода перестройки является практически полное отсутствие потребление тока по цепи управления частотой. В схему генератора варактор можно включать последовательно или параллельно СДГ. Колебательная система ГДГ включает в себя все реактивные элементы ДГ и варактора, а также настроечно-согласующую секцию, состоящую в выходной линии и разомкнутого параллельного шлейфа длиной l_ШЛ. Цепь СВЧ от цепей постоянного тока развязывают режекторные фильтры РФ.  

      Эквивалентная схема на диоде Ганна с последовательным включением варактора для перестройки частоты.

2.9. Проектирование входной  цепи

      Входная цепь приёмника обеспечивает защиту приемника от перегрузок и повреждения СВЧ мощностью сигнала, поступающего на рабочей частоте при работе на одну антенну с передатчиком. ВЦ связывает выход антенно-фидерного устройства со входом 1-ого каскада приёмника, в данном случае со смесителем. При этом вход и выход входной цепи должны быть согласованны с волновыми сопротивлениями присоединяемых к ним  линий передач, чтобы в местах соединения не возникало отражений СВЧ энергии.