Розробка принципової схеми та вибір елементів

РЕФЕРАТ

 

 

Отчет о выполнении ДР:     с,    рис.,   табл.,       источников,     приложения

Ключевые слова:  ОБРАТНОХОДОВОЙ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ, ШИМ – КОНТРОЛЛЕР, ТРАНСФОРМАТОР, СИЛОВОЙ КЛЮЧ

 

Объект исследований – источник электропитания для собственных нужд полупроводникового преобразователя.

Цель исследований – разработка источника электропитания для собственных нужд полупроводникового преобразователя.

В отчете в соответствии с техническим заданием проведен анализ аналогичных технических  решений, рассмотрены особенности работы обратноходового преобразователя, разработаны структурная и электрическая принципиальная схемы источник электропитания для собственных нужд полупроводникового преобразователя.

Обоснован выбор  основных элементов силовой схемы, описан принцип действия устройства. Выполнены расчеты электромагнитных элементов силовой схемы.

В соответствии с индивидуальным заданием выполнены  разделы охраны труда и окружающей среды и технико-экономическое  обоснование разработок.

Результаты  проектирования рекомендуются к внедрению предприятиями электротехнической промышленности разных форм собственности.

Использование источника электропитания для собственных нужд полупроводникового преобразователя на различных машиностроительных предприятиях.

 

РЕФЕРАТ

 

 

Звіт про виконання ДР:     c.,    рис.,      табл.,    джерел,    додатки

 

Ключові слова:  ЗВОРОТНЬОХОДОВИЙ ПЕРЕТВОРЮВАЧ, ШІМ - КОНТРОЛЕР, ТРАНСФОРМАТОР, СИЛОВИЙ КЛЮЧ

 

 

Об'єкт досліджень – джерело електроживлення для власних потреб напівпровідникового перетворювача.

Мета досліджень – розробка джерела електроживлення для власних потреб напівпровідникового перетворювача.

У звіті відповідно до технічного завдання проведено аналіз аналогічних технічних рішень, розглянуті особливості роботи обратноходового  перетворювача, розроблені структурна і електрична принципова схеми джерело електроживлення для власних потреб напівпровідникового перетворювача.

Обґрунтовано  вибір основних елементів силової  схеми, описаний принцип дії пристрою. Виконано розрахунки електромагнітних елементів силової схеми.

У відповідності  з індивідуальним завданням виконані розділи охорони праці та навколишнього  середовища і техніко-економічне обґрунтування  розробок.

Результати  проектування рекомендуються до впровадження підприємствами електротехнічної промисловості різних форм власності.

Використання джерела  електроживлення для власних  потреб напівпровідникового перетворювача  на різних машинобудівних підприємствах. 

THE ABSTRACT

 

 

The report on a diploma project:     pages,      fig.,      tab.,   sources,      appendices

 

 

Key words: FLYBACK CONVERTER, PWM-CONTROLLER, TRANSFORMER, POWER SWITCH

 

 

Object of researches – the source of power for its own needs of the semiconductor transducer.

The purpose of researches – the development of power supply for their own use of the semiconductor transducer.

In a report in accordance with the terms of reference similar to the analysis of technical solutions, the peculiarities of the flyback converter, designed the structural and electrical schematic diagram of a power supply for their own use of the semiconductor transducer.

The choice of basic elements of the power circuit is proved; the principle of action of the device is described. Calculations of electromagnetic elements of the power circuit are executed.

According to the individual task sections of a labor safety and an environment and the feasibility report on development are executed.

Results of designing are recommended to introduction by the enterprises of the electro technical industry of different patterns of ownership.

Using a power supply for their own use of a semiconductor converter in various engineering enterprises.

 

ЗМІСТ

 

Вступ 

1 Технічне завдання  

2 Мета роботи 

3 Аналітичний огляд перетворювачів 

4 Розробка функціональної схеми 

5 Розробка принципової схеми та вибір елементів 

5.1 Розрахунки  вхідного конденсатора 

5.2 Вибір ШІМ-контролера 

5.3 Трансформатор  (T1) 

5.4 Частотозадающі  елементи 

5.5 Силовий ключ 

5.6 Елементи  в ланцюзі керування силовим  ключем 

5.7 Датчик струму  і його ланцюги 

5.8 Елементи  запуску 

5.9 Схема живлення  контролера 

5.10 Ланцюг придушення  викиду від індуктивності розсіювання 

5.11 Вихідний  діод 

5.12 Конденсатор  фільтра 

5.13 Додатковий  фільтр 

5.14 Підсилювач  помилки і його ланцюги 

5.15 Оптрон гальванічної розв'язки і його ланцюга 

5.16 Елементи  корекції петлі зворотнього зв'язка 

5.17 Конденсатор  придушення завади 

6 Техніко-економічне  обгрунтування 

6.1 Резюме 

6.2 Розрахунок  економічних показників 

6.3 Фінансовий  план 

7 Охорона праці  та навколишнього середовища 

7.1 Загальні питання охорони праці та навколишнього середовища 

7.2 Виробнича  санітарія 

7.3 Охорона навколишнього  середовища 

Висновки 

Список джерел інформації 

Додатки 

 

ВСТУП

 

Перетворювач з передачею  енергії на зворотному ходу (зворотньооходовий перетворювач,) можна назвати однією з найбільш популярних топологій імпульсних джерел живлення. Область його широкого застосування обмежена конверторами низької і середньої потужності як стандартного застосування, так і ексклюзивних рішень. Причому розробники серійної продукції люблять його за граничну простоту і дешевизну, а деякі його унікальні властивості дозволяють вирішувати дуже нестандартні завдання. Але за все треба платити. За своїми енергетичними характеристиками зворотньоходовий перетворювач значно поступається більшості інших топологій. Можна сказати, що оптимізація його неможлива без компромісів, і розробникам необхідно добре уявляти собі всі процеси в ньому і вплив елементів схеми один на одного і на характеристики виробу в цілому – зворотньоходовий перетворювач є унікальною топологією в плані взаємопов'язаності всіх процесів. 

1  ТЕХНІЧНЕ  ЗАВДАННЯ 

 

1.1 Найменування  і область застосування

Джерело електроживлення  власних потреб напівпровідникового  перетворювача, призначено для перетворення напруги промислової мережі у постійну напругу для живлення більшості електронних компонентів системи управління перетворювачем.

1.2 Підстава  для  розробки

потреба в малопотужних джерелах вторинного електроживлення у напівпровідникових перетворювачах.

1.3 Мета  і   призначення  розробки

Джерело електроживлення  власних потреб напівпровідникового  перетворювача.

1.4 Технічні  вимоги

1.4.1 Джерело живлення: промислова мережа з напругою 220 В, частотою 50 Гц.

1.4.2 Допустиме  відхилення значення напруги живлення: ± 5 %

1.4.3 Значення  вихідної напруги 5 VDC;

1.4.4 Максимальне  значення вихідного струму: 1 А;

1.4.5 Топологія  схеми – зворотньоходовий перетворювач;

1.4.6 Частота  перетворення – 100 кГц;

1.4.8 Конструктивні  особливості:  без корпусу.

1.5 Економічні  показники

Основні техніко-економічні показники будуть визначені на стадії розробки техніко-економічного обґрунтування  дипломної роботи.

1.6 Стадії  і  етапи  розробки

Основні стадії і етапи  розробки, терміни їх виконання приведені в бланку завдання на дипломну роботу.

 

2 Мета РОБОТИ

 

Мета роботи – розробка джерела електроживлення власних потреб напівпровідникового перетворювача.

Для досягнення поставлених цілей у  дипломній роботі вирішуються наступні задачі:

• аналітичний огляд перетворювачів електричної енергії;
• складання технічного завдання на розробку джерела ;
• розробка структурної і принципової схеми;
• розглядання питань охорони праці й навколишнього середовища;
• техніко-економічне обґрунтування розробки.

 

 

3 АНАЛІТИЧНИЙ  ОГЛЯД ПЕРЕТВОРЮВАЧІВ

 

В даний час все більше і більше зростає роль електроприводу в народному господарстві. Для живлення і управління потужними електричними машинами часто використовується схема, наведена на рисунку 3.1.

 

Рисунок 3.1 – Схема напівпровідникового перетворювача

 

Для коректної  роботи схеми в ній необхідно  передбачити джерело електроживлення  власних потреб з високою стабільністю вихідних напруг і гальванічною розв'язкою. Гальванічно розв'язані джерела  електроживлення ланцюгів управління можуть бути створені з використанням різних схемних рішень. Можна застосувати або ключове джерело електроживлення з кількома виходами, або перетворювач напруги з кількома вторинними обмотками. Електроживлення ланцюгів управління також можна здійснити від силового випрямляча, використовуючи конвертори постійного струму. Використання компактного конвертора в якості одиничного гальванічно ізольованого джерела може спростити монтаж електроживлення схем управління. Децентралізована схема електроживлення, в якій один задаючий генератор використовується для управління декількома маленькими ізолюючими трансформаторами з випрямлячами, може забезпечити переваги окремих перетворювачів постійного струму при менших витратах. Ще одне економічно ефективне рішення показано на рисунку 3.2 Цей обратноходовой перетворювач працює безпосередньо від силової шини постійного струму.

Для коректної  роботи перетворювача необхідні  кілька рівнів високостабільного напруги: 5 В - для живлення мікроконтролера, 24 В - для забезпечення рівнів узгодження інвертора, 15 В - для живлення ланцюгів управління IPM.

 

Рисунок 3.1 – Схема ІВЕП власних потреб напівпровідникового перетворювача

 

Однотактні зворотньоходові перетворювачі (ОЗП) напруги є зараз найбільш поширеними. Це обумовлено тим, що в області малої (0,1...10 Вт) і середньої (10...200 Вт) потужності вони забезпечують найбільш оптимальне співвідношення вартість-якість. У зв'язку зі зниженням цін на потужні польові транзистори з ізольованим затвором (MOSFET) і поліпшенням їх параметрів, а також зменшенням часу перемикання і значним зниженням динамічних втрат у біполярних транзисторів з ізольованим затвором (IGBT) зараз можна прогнозувати застосування подібних перетворювачів і в області великих потужностей (500 Вт і вище). Вартість вузла управління ОЗП набагато нижче, ніж у інших перетворювачів.По способу регулирования однотактные обратноходовые преобразователи можно разделить на два больших класса: релейные или с так званої дельта — сигмамодуляцией и с широтно – импульсной модуляцией.

Релейний спосіб регулювання характеризується зміною ставлення тривалості імпульсів  до періоду в сукупності зі зміною частоти їх проходження. Ці джерела  зібрані або на основі автогенераторів  на біполярних транзисторах, або на мікросхемі КР1033ЕУ1 (КР1033ЕУ5) і потужному польовому транзисторі. При будь-якому із способів побудови релейного однотактного обратноходового перетворювача вузол управління визначає момент закінчення етапу передачі енергії в навантаження і включає комутуючих транзистор. Тривалість його включеного стану залежить від вихідної напруги. Якщо воно менше заданого, тривалість імпульсу збільшується, і навпаки.

Ще одна особливість  релейного управління - підвищення частоти перетворення зі зменшенням струму навантаження. Коли досягнута мінімальна тривалість імпульсу (частота максимальна), вихідна напруга може зрости щодо номінального рівня. Щоб уникнути цього явища, вузол управління повинен забезпечити пропуск імпульсів при зменшенні струму навантаження нижче певного значення.

У перетворювачів з широтно-імпульсною модуляцією частота проходження імпульсів накопичення постійна. Вихідна напруга стабілізують зміною ставлення тривалості імпульсів до періоду їх проходження, як і у випадку релейного управління.

Однотактні зворотньоходові перетворювачі з широтно-імпульсною модуляцією поділяють на дві групи – з безперервним і переривчастим магнітним потоком трансформатора.

Часова діаграма роботи перетворювача з безперервним потоком трансформатора наведена на рис. 3.3, а. З неї видно, що струм комутатора зростає від значення I_Smin обумовленого наявністю потоку в муздрамтеатрі трансформатора, до U_max. Ток випрямного діода на етапі передачі енергії в навантаження також зменшується до значення I_smin, яке і забезпечує безперервність магнітного потоку в трансформаторі до початку етапу накопичення. У момент початку імпульсу спостерігається різке збільшення струму комутатора, обумовлене ємністю первинної обмотки трансформатора і струмом зворотного відновлення випрямного діода, наведеним до первинної обмотці. За спаду імпульсу на закритому комутаторі виникає викид напруги через індуктивності розсіювання трансформатора, а потім напруга зменшується до значення, рівного сумі напруги живлення (U_BX) і ЕРС самоіндукції (U_доп.) і залишається незмінним до наступного імпульсу.

 

Рисунок 3.3 – Часові діаграми роботи перетворювача

 

Основна відмінність  часової діаграми на рис. 3.3, б, що ілюструє роботу однотактного зворотньоходового перетворювача в режимі переривчастого потоку трансформатора від діаграми, розглянутої вище, полягає в тому, що струм комутатора наростає від нуля до максимального значення. Ток комутатора, рівний нулю в момент його відкриття, свідчить про відсутність магнітного потоку в муздрамтеатрі трансформатора. Тут також присутній викид струму, проте його складова, пов'язана зі струмом зворотного відновлення випрямного діода, відсутня, оскільки діод до моменту комутації вже закритий. Етап передачі енергії в навантаження закінчується, коли струм випрямного діода зменшується до нуля. В цей же момент припиняється і магнітний потік в магнітопроводі трансформатора, після чого слід бестоковую пауза до наступного імпульсу. Закінчення імпульсу супроводжується тими ж процесами, що і в попередньому випадку. Відмінність полягає в тому, що протягом паузи спостерігається коливальний перехідний процес на розімкнутому комутаторі, асимптотично прагне до напруги джерела живлення U_BX.

Вибір режиму роботи однотактного зворотньоходового перетворювача залежить від безлічі факторів. Однак деякі висновки можна зробити виходячи з наведених на рисунку часових діаграм:

— амплітудні та діючі значення струму в режимі переривчастого магнітного потоку при однаковій вихідній потужності більше, ніж в режимі безперервного потоку, отже, більше і статичні втрати в напівпровідникових приладах перетворювача;

— динамічні втрати в напівпровідникових приладах в режимі переривчастого потоку менше, оскільки випрямний діод закривається при нульовому струмі, що, в свою чергу, знижує пікові викиди в вихідному напрузі, викликані комутацією;

— втрати в магнітопроводі трансформатора пої однакових розмірах і матеріалі в режимі переривчастого потоку більше, так як індукція в цьому випадку вище.

Іноді однотактні зворотньоходові перетворювачі працюють в двох режимах: у безперервному, при максимальному навантаженні і в переривчастого – при мінімальній.

Боротьба з  комутаційними викидами - завдання складне, а при їх великої потужності (коли випрямний діод має великий  час зворотнього відновлення) практично нерозв'язна. Тому значна частина розробників, йдучи від вирішення цієї проблеми, віддає перевагу режиму переривчастого потоку трансформатора в однотактному зворотньоходовому перетворювачі з широтно-імпульсною модуляцією.

В роботі проводиться  розрахунок ІВЕП з рівнем напруги 5 В, а решта ІВЕП розраховуються аналогічно так як вони підключені паралельно.

 

4 РОЗРОБКА ФУНКЦІОНАЛЬНОЇ  СХЕМИ

 

На рисунку 4.1 зображена функціональна схема силової частини зворотньоходового перетворювача постійної напруги, а на рисунку 4.2 – діаграми його основних струмів і напруг.

Рисунок 4.1 – Функціональна схема джерела живлення  
з зворотньоходовою топологією

 

Буде розглянутий  найпоширеніший режим роботи зворотньоходового  перетворювача – режим преривчатих  струмів (discontinues). Це значить, що до початку  наступного циклу вся енергія  із трансформатора передана в навантаження цикл, що й випливає, починається з нульового струму в трансформаторі. Режим непреривних струмів (continues) розповсюджений набагато менше, і розглядатися не буде.

Для аналізу  розіб'ємо робочий цикл на окремі періоди. Нехай схема працює на частоті f, при цьому період буде T=1/f. Інтервал (t_0-t1) – час включеного стану силового ключа Q1 (час прямого ходу) позначимо як ton, відповідно коефіцієнт заповнення імпульсу  буде визначатися як D = t_on/T.

Рисунок 4.2 – Часові діаграми джерела живлення  
з зворотньоходовою топологією

 

 

4.1 Інтервал (t_0-t1).

До моменту t₀ сердечник трансформатора повністю розмагнічений, і струм у ньому відсутній. У момент, коли із ШІМ – контролера подається керуючий сигнал, силовий ключ Q1 відкривається й струм у трансформаторі починає наростати. Тобто в ідеалізованій схемі включення силового транзистора відбувається при нульовому струмі. У реальні ж умовах відбувається деякий кидок струму, пов'язаний із зарядом паразитних ємностей трансформатора, що при більших вхідних напругах приводить до істотних втрат у ключі й виникненню паразитних високочастотних коливань. Для зменшення останніх прагнуть трохи сповільнити процес відкривання транзистора для зменшення паразитних струмів. Вихідний діод також повністю закритий до цього часу, і немає необхідності у швидкому його перезаряді/відновленні.

Струм в індуктивності  первинної обмотки трансформатора L_PRI буде наростати доти, поки ШІМ – контролер не дасть команду на вимикання силового транзистора. ШІМ – контролер розраховує (виходячи із сигналу неузгодженості зворотного зв'язка) кількість енергії, яку необхідно запасти для підтримки постійної потужності в навантаженні плюс втрати в самому джерелі. Якщо потужність у навантаженні позначити як P_OUT, то за час прямого ходу ми повинні запасти наступну кількість енергії:

 (4.1)

де η - коефіцієнт корисної дії (ККД),а f – частота перетворення.

Енергія, що запасається  в індуктивності є:

 (4.2)

і можна знайти струм, який зросте у первинній обмотці  трансформатора за час прямого ходу:

 (4.3)

Потім, при розрахунках  трансформатора, ми будемо використовувати  це співвідношення разом з формулою

 (4.4)

для визначення необхідної індуктивності первинної  обмотки.

Цікаво, що величина імпульсного струму не залежить від  вхідної напруги – це дозволяє будувати прекрасно працюючі на практиці схеми обмеження вихідного струму (точніше, вихідної потужності). Тепер слід довідатися середньоквадратичне значення первинного струму – це необхідно для розрахунків втрат у силовому ключі й в обмотці трансформатора. Для трикутного струму середньоквадратичне його значення буде:

 (4.5)

Відповідно, статичні втрати в силовому ключі будуть:

 (5.6)

де RDS – опір каналу відкритого транзистора. Втрати в первинній обмотці в загальному випадку зважають на облік ефекту близькості – ми розглянемо основні співвідношення для них коли будемо вважати трансформатор. На вторинній стороні під час цього інтервалу струм навантаження підтримується винятково вихідним конденсатором. До вихідного діода DOUT прикладене вхідна напруга. Якщо первинна обмотка містить N₁ витків, а вторинна – N₂, то коефіцієнт трансформації

 (4.7)

і зворотна напруга  на діоді D_OUT є:

 (4.8)

де V_D – пряме спадання напруги на вихідному діоді.

При використанні діодів Шоткі з недостатнім запасом по напрузі в цьому інтервалі можуть виникнути проблеми – при великій напрузі зворотний струм діода Шоткі може досягати істотних значень – одиниць і навіть десятків міліампер, що вкупі з більшою зворотною напругою створює більшу потужність, що розсіюється, особливо при підвищеній температурі – тут можна легко одержати втрати перевищуючі навіть втрати від протікання прямого струму.

 

4.2 Інтервал (t_1-t2).

Силовий транзистор вимикається, струм у ньому різко  спадає від IPRI до нуля, а напруга починає швидко рости й досягає VMAX. Очікується, що в цей момент відбувається велике виділення енергії від динамічних втрат. На жаль, оцінити їх досить складно, занадто багато параметрів впливає на швидкість цього процесу, і вплив часу перемикання досить і досить високо. У загальному випадку:

 (4.9)

tsw залежить від енергії перемикання силового транзистора, сумарного опору в ланцюзі його затвора, напруги живлення вихідного каскаду драйвера, індуктивності в ланцюзі джерела. Але первинний струм також починає перезаряджати паразитну ємність трансформатора, знижуючи швидкість наростання напруги на ключі. Цей ефект знижує динамічні втрати (а іноді взагалі може звести їхній вплив до нуля). Тому вплив динамічних потер виявляється набагато більш істотним для DC-DC конверторів з їхніми низькими вхідними напругами, більшими первинними струмами й високими частотами перетворення, а в мережних джерелах стають істотними втрати від перезаряду паразитної ємності:

 (4.10)

 Якби трансформатор  був би ідеальним, то напруга V_DS(MAX) рівнялося б вихідній напрузі помноженому на коефіцієнт трансформації (V_REFL). Але, на жаль, наявність паразитних елементів схеми, в основному індуктивності розсіювання трансформатора, приводить до істотного викиду напруги на силовому ключі, що розімкнувся.

У трансформаторі зворотньоходового перетворювача існують дві паразитні індуктивності, не пов'язані з основним потоком, і, строго говорячи, вірніше буде розглядати процеси на моделі ідеального трансформатора з винесеними індуктивностями розсіювання первинної й вторинної сторони. Але ми обмежимося тим, що приведемо їх до одній індуктивності L_L(PRI) на первинній стороні – математичні вираження для опису роботи демпфера будуть тими ж самими. На рис. 4.3 показана частина схеми, що беремо участь у процесі вимикання силового транзистора з діаграмами струмів і напруг у деяких крапках. Ми вважаємо, що ємність конденсатора демпфера C_CL досить велика що б зневажити пульсаціями напруги на ньому.

Отже, у момент t₀ силовий ключ розімкнувся, і струм у первинному ланцюзі починає спадати. Це викликає миттєвий реверс напруги на всіх обмотках трансформатора, напруга на первинній обмотці ідеального трансформатора виявляється зафіксованим на рівні вихідної напруги, тобто V_REFL, відповідно, до індуктивності розсіювання прикладена напруга (V_CL – V_REFL).

 

 

Рисунок 4.3 – Робота схеми в процесі вимикання силового транзистора

 

У момент t₀ струм в індуктивності розсіювання дорівнює току намагнічування, тобто I_PRI, і спадає до нуля за час t_ch:

 (4.11)

Цей лінійно  спадаючий струм утікає в конденсатор демпфера C_CL, заряджаючи його, і зручно оперувати середнім його значенням:

 (4.12)

 Як тільки  струм у паразитній індуктивності  спав до нуля, напруга на ній  пропало й, відповідно, напруга  на силовому ключі теж намагається  опуститися до рівня V_REFL. Якби діод D_CL був би ідеальним, перехідний виявився б закінченим – енергія в індуктивності розсіювання первинної обмотки дорівнює нулю, а в індуктивності розсіювання вторинної обмотки – струму намагнічування, і демпфер повністю відключений від інших ланцюгів. Але високовольтні діоди мають досить істотний час відновлення, звичайно починаючи від десятків наносекунд, і тут ми змушені з ним рахуватися. На щастя, у цьому випадку цей час відіграє позитивну роль – на практиці навіть часто стараються використовувати діоди з відносно більшим часом відновлення, це значно знижує напруга на демпфері й, відповідно, втрати в ньому. Отже, у момент t₁ напруга на індуктивності розсіювання через, що не закрився діод усе ще підтримується на рівні (V_CL – V_REFL), і струм у ній починає наростати за законом:

 (4.13)

Якщо наведені індуктивності розсіювання первинної  й вторинної обмоток рівні, то цей струм, через магнітне поле трансформатора складний зі струмом вторинної обмотки, у точності компенсує зменшення  струму намагнічування, і струм, що надходить у навантаження й у конденсатор C_OUT, виявляється постійним на час відновлення зворотного опору діода демпфера. Тобто в інтервалі t_1-t2 відбувається передача енергії з конденсатора демпфера в навантаження. На жаль, час відновлення зворотного опору діода ми можемо тільки оцінити – у документації ця величина приводиться для постійного зворотного струму. У нашому випадку лінійно наростаючого струму вона буде трохи більше, і «повільний» діод відновлює свій опір достатній повільно, але для оцінки будемо оперувати заявленою величиною. За час trr струм в індуктивності розсіювання досягнеться величини:

 (4.14)

і середнє його значення за період складе:

 (4.15)

У момент t₂ діод D_CL нарешті відновив свій опір, струм в індуктивності L_L(PRI) починає генерувати по спадаючій синусоїді в резонансному контурі, утвореним індуктивністю розсіювання первинної обмотки й паразитною ємністю трансформатора, і на процеси в демпфері вже ніякого впливу не виявляє. Тепер конденсатор C_CL розряджається лише струмом через резистор R_CL, а оскільки пульсації на ньому малі, то:

 (4.16)

Тепер ми знаємо всі струми через конденсатор C_CL, і з умови постійної на ньому напруги можемо сказати що:

 (4.17)

 При використанні  «швидкого» діода демпфера вплив  часу його відновлення не дуже суттєво, а при використанні «повільного» діода навіть оцінити час його відновлення дуже складно, тому зневажимо струмом I_RR:

 (4.18)

Звідки можна  знайти необхідне значення резистора R_CL для одержання бажаного напруги на демпфері:

 (4.19)

На практиці це означає, що обчислене значення буде мінімальним, і вплив часу відновлення  діода демпфера тільки побільшає  його значення. При використанні «повільного» діода доводиться емпірично підбирати  значення R_CL. Потужність, що розсіюється на резисторі демпфера буде просто:

 (4.20)

Якщо ми використовуємо T_VS у якості демпфера, то час відновлення діода демпфера нам уже не допомагає – T_VS не здатний запасати енергію й, відповідно, віддавати її в навантаження. Тому потужність на ньому буде рівна просто добутку середнього струму, що втікає в демпфер, на напругу V_CL (і, відповідно, напрузі спрацьовування T_VS):

 (4.21)

Оскільки в  момент t₁ струм в індуктивності розсіювання виявився рівним нулю, і T_VS миттєво закрився, не відбувається подальшого нагромадження енергії, і осцилляції напруги на індуктивності розсіювання набагато нижче, чим в R_CD демпфері.

 На вторинній  стороні в цьому тимчасовому  інтервалі відбувається передача  енергії із трансформатора у  фільтр і в навантаження. Струм  в індуктивності не може різко змінити своє значення, відповідно в момент t₁ на вторинній обмотці виникає струм I_SEC = I_PRI*K, і до моменту t₂ спадає до нуля. Струм з вихідної обмотки трансформатора починає текти як у навантаження, так і в ємність вихідного конденсатора, заповнюючи втрати енергії в ньому на прямому ходу. Тому в цей період струм через конденсатор має трикутну форму з початковим значенням I_SEC - I_OUT і кінцевим значенням просто I_OUT (струм в обмотці закінчився, і струм навантаження підтримується винятково вихідним конденсатором). Тому середньоквадратичний струм за період далеко не очевидний.

Для визначення величини середньоквадратичного струму через вихідний конденсатор його можна користуватися наступною  формулою:

 (4.22)

де I_RMS(SEC) – середньоквадратичне значення струму у вихідній обмотці, перебуває як і у випадку первинної обмотки: