Цифровой обработки сигналов

                                     

 		  
   
   
   

 

 

                                                  ВВЕДЕНИЕ

 

         В последние годы методы цифровой обработки сигналов в радиотехнике, системах связи, управления и контроля приобрели большую важность и в значительной мере заменяют классические аналоговые методы. Основное техническое преимущество цифровых систем передачи перед аналоговыми. системами состоит в их высокой помехоустойчивости. Это преимущество сильно проявляется в системах передачи с многократной ретрансляцией сигналов.

В аналоговых системах помехи и искажения возникающие в  отдельных звеньях, как правило, накапливаются. В цифровых системах передачи для ослабления эффекта  накопления помех при переходе с  ретрансляции, наряду с усилением  применяют регенерацию импульсов, т.е. демодуляцию с применением  восстанавливающей передаче символов и повторную их модуляцию на приемном пункте. Кроме этого, можно увеличить  помехоустойчивость применением помехоустойчивого  кодирования. Высокая помехоустойчивость цифровой системы передачи позволяет  осуществлять практически неограниченную реальность связи, при использовании  канала сравнительно невысокого качества. Кроме повышения помехоустойчивости активно разрабатываются методы увеличения скорости передачи информации.

В данном курсовом проекте мы проведем анализ характеристик цифровой системы передачи, выберем тип модуляции, разработаем структурную схему приемопередающего устройства, выберем тип микросхем для построения системы связи и обоснуем свой выбор, разработаем отдельные узлы приемопередающего устройства (синтезатора частот, модулятора, выходного каскада или др.).

 

  1. ВИДЫ МОДУЛЯЦИИ В ЦИФРОВЫХ СИСТЕМАХ ПЕРЕДАЧИ

 

    1. Сравнительный анализ достоинств и недостатков видов модуляции, применяемых в ЦСП c расчётом величин полос частот, которые могут занимать передаваемые сигналы с модуляцией каждого вида на средней частоте спектра

 

       Модуляция — процесс управления одним или несколькими параметрами колебаний высокой частоты в соответствии с законом передаваемого сигнала. Все методы модуляции включают операции с одним (или более) из трех фундаментальных параметров частотного представления сигнала, которыми являются амплитуда, частота и фаза.

        Цифровая модуляция — это процесс  преобразования цифровых символов  в сигналы, совместимые с характеристиками канала. Разработаны и применяются различные виды цифровой модуляции (манипуляции).

В процессе модулирования  задействованы одна или несколько  характеристик несущего сигнала: амплитуда, частота и фаза.

Запишем модулированный сигнал:

                                   e(t)=Accos[wct + y(t)]                                                   (1.1)

где  y(t)    – мгновенная фаза, Ac    – амплитуда сигнала,wc –частота.

Соответственно, существуют три основные технологии кодирования  или модуляции, выполняющие преобразование цифровых данных в аналоговый сигнал (рисунок 1.1): амплитудная манипуляция (amplitude-shift keying — ASK), частотная манипуляция (frequency-shift keying — FSK) и фазовая манипуляция (phase-shift keying — PSK) [1]. Отметим, что во всех перечисленных случаях результирующий сигнал центрирован на несущей частоте.

 

Рисунок 1.1 – Модуляция цифровых данных аналоговыми сигналами

 

      1. Амплитудная манипуляция

 

Амплитудная манипуляция (англ. Amplitude-shift keying (ASK)) – это один из самых простых  видов модуляции цифровых сигналов. [7] Амплитудная манипуляция подразумевает, что для передачи "0" и "1" применяются разные уровни несущего сигнала по напряжению. Это наиболее простой из всех видов манипуляции.

Одна из амплитуд, как  правило, выбирается равной нулю т.е. одно двоичное число представляется наличием несущей частоты при постоянной амплитуде, а другое — ее отсутствием (рисунок 1.1.а). Результирующий сигнал равен  

        (1.2)


 

 

Здесь A×cos(2pfct) — несущий сигнал. Метод амплитудной манипуляции чувствителен к внезапным скачкам напряжения и неэффективен.

Аналоговая манипуляция редко используется на практике, т.к. она наименее устойчива к воздействию внешних помех из всех. Так, например небольшая и кратковременная импульсная помеха (наиболее распространенный из всех видов помех) может повлечь целую пачку ошибочно принятых символов. Обычно аналоговая манипуляция применяется в сочетании с другими видами манипуляции и не используется сама по себе.

Амплитудная модуляция обладает рядом недостатков, такими как:

- АМ применяется только  на НЧ и СЧ.

- две трети полной мощности  сигнала, выделяемой на нагрузке, приходится на несущую частоту. 

Из всего сказанного выше о амплитудной  манипуляции можно сделать вывод, что синтезированный передатчик по схеме с ней не является оптимальным  решением.

 

      1. Частотная манипуляция

 

Наиболее распространенной формой частотной манипуляции является бинарная, в которой два двоичных числа представляются сигналами двух различных частот, расположенных около несущей. Результирующий сигнал равен

                     (1.3)


 

 

где f1 и f2 — частоты, смещенные от несущей частоты на величины, равные по модулю, но противоположные по знаку.

Более эффективной, но и более подверженной ошибкам, является схема многочастотной манипуляции, в которой используются более двух частот. В этом случае каждая сигнальная посылка представляет более одного бита. Переданный сигнал многочастотной манипуляции (для одного периода передачи сигнальной посылки) можно определить следующим образом:


   (1.4)

где fi = fc+(2i-1-M)×fd; fc — несущая частота;

fd — разностная частота;            

М — число различных сигнальных посылок = 2L;

L — число битов на одну сигнальную посылку.

 

1.1.3 Фазовая манипуляция

 

При фазовой манипуляции  для представления данных выполняется  смещение несущего сигнала [9]. Простейшая схема, в которой для представления двух двоичных цифр используются две фазы, называется бинарной фазовой манипуляцией (рисунок 1.1.в). Получающийся сигнал имеет следующий вид (для одного периода передачи бита):


                        (1.5)

 

Поскольку сдвиг фазы на 180° (p) эквивалентен умножению синусоиды на –1, может использоваться правая часть выражения (1.5). Это позволяет использовать удобную формулировку. Если имеется поток битов и d(t) определяется как дискретная функция, значение которой равно +1 при передаче 1 и -1 при передаче 0, то переданный сигнал можно определить следующим образом:

                                                                       (1.6)                 


Рисунок 1.3 – Полярная диаграмма сигнала двоичной фазовой модуляции

 

1.1.4. Квадратурная  фазовая манипуляция

 

Видом четырехуровневой фазовая манипуляции является квадратурная фазовая манипуляция (QPSK). Результирующий сигнал представлен формулой (1.1.5)


(1.7)

 

Разновидностью схемы QPSK, именуемая QPSK со сдвигом, или ортогональная  QPSK (OQPSK). Отличие заключается в том, что в квадратурный поток вводится задержка, равная времени передачи одного бита, что дает следующий сигнал, представленный формулой (1.6):

       


(1.8)

 

 

На рисунке 1.6 в общих  чертах представлена схема модуляции  четырехпозиционной фазовой модуляции. Вход — поток двоичных цифр со скоростью R = 1/tВ, где tB — ширина бита. Поток конвертируется в два отдельных потока битов со скоростью R/2 каждый. Полученные два потока называются синфазным (I) и квадратурным (Q). На диаграмме верхний поток модулируется на несущей fc путем умножения потока битов на несущую. Для удобства двоичная единица отображается в 1/Ö2 , а нуль — в –1/Ö2 . Таким образом, двоичная единица представляется несущей с измененным масштабом, а двоичный нуль — отрицательной версией несущей с измененным масштабом; амплитуда в обоих случаях постоянна. Для модуляции нижнего потока используется та же несущая, смещенная на 90°. После этого два полученных сигнала складываются и передаются.

Рисунок 1.6 – Схема модулятора четырехпозиционной фазовой модуляции

 

На рисунке 1.7 приведен пример кодирования QPSK. Оба модулированных потока являются сигналами двухуровневой  фазовой манипуляции со скоростью  передачи, равной половине скорости передачи исходного потока. Таким образом, скорость передачи символов в полученных сигналах равна половине скорости передачи битов на входе. Отметим, что при  переходе от одного символа к другому  возможно изменение фазы на 180° (p).

 

 

Рисунок 1.7 – Примеры сигналов четырехуровневой  и ортогональной четырехуровневой фазовой модуляции

 

1.1.5. Квадратурная  амплитудная модуляция

 

Квадратурная амплитудная  модуляция (КАМ) является популярным методом  аналоговой передачи сигналов, используемым в некоторых беспроводных стандартах. Данная схема модуляции совмещает  в себе амплитудную и фазовую  модуляции. В методе КАМ использованы преимущества одновременной передачи двух различных сигналов на одной  несущей частоте, но при этом задействованы  две копии несущей частоты, сдвинутые  относительно друг друга на 90°. При  квадратурной амплитудной модуляции  обе несущие являются амплитудно-модулированными. Итак, два независимых сигнала  одновременно передаются через одну среду. В приемнике эти сигналы  демодулируются, а результаты объединяются с целью восстановления исходного  двоичного сигнала. В общих чертах модуляционная схема КАМ показана на рисунке 1.8. Со скоростью R бит/с на вход поступает поток двоичных цифр. Этот поток разбивается на два потока (биты попеременно распределяются по двум отдельным потокам), передаваемых со скоростью R/2 бит/с каждый. Обратимся к рисунку: верхний поток модулируется на несущей частоте fc с использованием схемы амплитудной манипуляции, для чего двоичный поток умножается на несущую. Таким образом, двоичный нуль представляется отсутствием несущей волны, а двоичная единица — наличием несущей волны постоянной амплитуды. Для модулирования нижнего потока та же несущая волна смещается на 90°, после чего вновь используется схема амплитудной манипуляции. Затем два модулированных сигнала складываются и передаются вместе [1].

Суммарный переданный сигнал можно записать следующим образом:

КАМ   s(t) = d1(t)×cos(2pfct) + d2(t)×sin(2pfct).                                           (1.9)

 

Рисунок  1.8 – Модулятор КАМ

 

При использовании двухуровневой  амплитудной манипуляции каждый из двух потоков может находиться в одном из двух состояний, а объединенный поток — в одном из 2х2=4 состояний. При использовании четырехуровневой манипуляции (т.е. четырех различных  уровней амплитуды) объединенный поток  будет находиться в одном из 4х4 = 16 состояний. Чем больше число состояний, тем выше скорость передачи данных, возможная при определенной ширине полосы. Разумеется, как указывалось ранее, чем больше число состояний, тем выше потенциальная частота возникновения ошибок вследствие помех или поглощения. Зависимость вероятности ошибок от отношения сигнал/шум для различных форматов КАМ показана на рисунке 1.9

 

1.1.6. Расчет величины  полосы частот, которую могут  занимать передаваемые  сигналы  с модуляцией каждого вида  на средней частоте спектра.

 

Амплитудная и фазовая модуляции

BT = 2C, 

C=180 бит/с – скорость цифрового потока двоичного сигнала на входе ЦСП

BT = 2×180=360 МГц       

 

Частотная модуляция 

     BT = 2DF + 2C,       (1.9)

где DF = f2 – fc = fc – f1 — смещение модулируемой частоты относительно несущей.

BT = 2DF+360   

 

ФМ модуляция


(1.10)

 

 

где L — число битов, закодированных в одной сигнальной посылке, а M — количество различных сигнальных посылок.

При М=2   BT =2/1*R=360 МГц

При М=4   BT =2/2*R=180 МГц

 

КАМ модуляция

BT = 2*C*1,25/log2M

1) BT  = 450/4=112,5 МГц

2) BT  = 450/5=90 МГц

3) BT  = 450/6=75 МГц

4) BT  = 450/7=64,286 МГц

5) BT  = 450/8=56,25 МГц

При М=16 BT =112,5  МГц

При М=32 BT =90 МГц

При М=64 BT = 75 МГц

При М=128 BT = 64,286 МГц

При М=256 BT = 56,25 МГц

 

    1. Обоснование и выбор вида модуляции в проектируемой ЦСП по критериям минимума энергетических затрат и занимаемой полосы частот

 

Эффективность использования  спектра системы передачи определяется как отношение скорости передачи битов входного сигнала к ширине занимаемой полосы частот и выражается в бит/с 

Исходя из полученных данных в разделе 1.1.6, рассчитаем для каждой манипуляции эффективность использования  полосы пропускания:

ASK и PSK 360/180=2;

FSK 180/(2DF+360);

MPSK 180/360=2   при М=2   ;

MРSK180/180=1 при М=4   :

QAM16 180/112,5 =1,6.

QAM32 180/90=2.

QAM64 180/75=2,4.

QAM128 180/64,286 =2,8.

QAM256 180/56,25 =3,2.

Данные занесем в таблицу 1.1

 

Таблица 1.1

Вид манипуляции

Ширина полосы пропускания, МГц

Эффективность использования

ASK

360

2

PSK

360

2

FSK

180/(2DF+360)

-

MPSK(M=4)

360

0,5

MPSK(M=2)

180

1

QAM16

93,75

1,6

QAM32

90

2

QAM64

75

2,4

QAM128

64.286

2,8

QAM256

56,25

3,2


 

Выбор вида модуляции направлен  на достижение следующих основных целей:

- минимизации вероятности  ошибки на бит;

- минимизацию требуемого  энергетического потенциала;

- максимизацию спектральной  эффективности;

- минимизацию сложности  аппаратуры формирования и обработки  сигналов.

Правильный выбор вида модуляции одна из важнейших задач  при проектировании систем связи. Более  сложные модуляции весьма эффективны с точки зрения использования  спектра, но они требуют высокого отношения несущая-шум для работы при данной вероятности ошибок (рис. 1.9).

 

 

 


 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Рисунок.1.9 - Коэффициент  ошибок в зависимости от отношения  сигнал— шум с числом уровней  КАМ в качестве параметра

Когда целью является высокая  эффективность использования спектра, наиболее часто пользуют схемы модуляции  КАМ с различным количеством  позиций в совокупности. Эти типы модуляции обеспечивают максимальную гибкость в применении: путем изменения  только числа битов/символов, приходящихся на один символ (или другими словами, числа позиций совокупности), можно  добиться соответствия данному частотному плану При выборе мощности передатчика  необходимо учитывать, что при КАМ  среднее значение мощности всегда меньше максимальной мощности усилителя. Отношение  пикового и среднего значений мощностей  сигналов для различных форматов КАМ приведены в таблице 1.3 в [4].

При сравнении ширины  полосы пропускания  и спектральных эффективностей приведенных выше способов модуляции лучше использовать КАМ  модуляцию с большим индексом, например КАМ256, но следует учесть, что  чем больше индекс КАМ тем больше  увеличивается влияние различных  искажений и ошибок при модуляции  и демодуляции, которые приводят к уменьшению отношения сигнал/шум.

Построим систему с  использованием формата модуляции  КАМ32.

 

    1.    Определение необходимого значения отношения сигнал/шум для обеспечения заданного качества приёма символа сообщения с учётом оценок не идеальности характеристик и параметров типовых функциональных узлов ЦСП.

 

     В соответствии со стандартом IEEE 802.16 для обеспечения вероятности ошибки 30х10-8 необходимо обеспечить отношение сигнал/шум 25,5 дБ, рисунок 1.9.

Не идеальность параметров приемопередающей аппаратуры системы  связи приводит к необходимости  увеличения полученного значения отношения  сигнал/шум.

Зададим требования к статической  фазовой ошибке и линейным искажениям сигнала в канале связи и используя  таблицы 1.1 – 1.8 [1] определим необходимое  отношение сигнал/шум для системы  связи с реальными характеристиками. При Δφ = 2 градуса отношение сигнал/шум  должно быть увеличено на 2 дБ. Наличие  неравномерности сквозной АЧХ тракта требует  увеличение отношения сигнал/шум  на 0.9 дБ при формате модуляции 32 КАМ и линейном наклонном искажении амплитуды 1.55 дБ, таблица 1.5 [1].

         Наличие параболического искажения групповой задержки равного 20 % длительности символа, требует увеличения отношения сигнал/шум на 0.75 дБ. Результирующее значение отношения сигнал/шум на выходе СВЧ модуля должно составить.

С/Ш=25,5+2+0.9+0.75=29.15 дБ

Определим необходимое значение полосы пропускания СВЧ модуля для  передачи цифрового потока 180 Мбит/с  в формате 32 КАМ.

 

где 1.25 – коэффициент  увеличения полосы пропускания реального  тракта по сравнению с шириной  полосы частот по Найквисту.

МГц

Тогда Δf1=45МГц. Это ширина одностороннего спектра для модулированного сигнала.

       Вывод: в данном разделе мы провели анализ различных видов модуляций, выбрали тип модуляции, выбрали необходимые характеристики для этого вида модуляции в нашем конкретном случае и теперь можем приступить к выбору схемы устройства и её комплектующих.

 

 

 

 

 

 

          2 РАЗРАБОТКА ФУНКЦИОНАЛЬНЫХ СХЕМ УЗЛОВ             

           ПРИЕМОПЕРЕДАТЧИКА ЦСП

 

          2.1 Функциональная схема цифрового передатчика

 

На рисунке 2.1 приведена упрощенная структурная схема передающего оконечного оборудования (цифрового передатчика). Согласно Рекомендации F.59б МСЭ-Р цифровые системы радиосвязи могут соединяться с другим оборудованием только на вполне определенных иерархических цифровых скоростях.

Рисунок 2.1 — Цифровой передатчик

1 – Устройство объединения входных цифровых потоков; 2 – Кодер; 3 – Скремблер; 4 – Формирователь четных и нечетных импульсов (синфазного и квадратурного потоков)

       Предположим, что на вход устройства формирования синфазного и квадратурного потоков цифрового передатчика поступает 4 цифровых потока Е и служебная информация. Эти потоки объединяются и кодируются самоортогональным сверточным кодом со скоростью 18/19 для обеспечения возможности исправления ошибок. В результате скорость цифрового потока имеет эффективную скорость передачи 180 Мбит/с. Этот процесс группообразования является внутренним делом для радиосистемы и не стандартизован МСЭ-Т, что не имеет никаких негативных последствий для заказчика, потому что входы и выходы цифровых систем имеют стандартизованные иерархические скорости.  Информационные биты далее скремблируются в синхронизированном скремблере, что позволяет обеспечивать гладкий излучаемый спектр, свободный от спектральных линий, которые могли бы вызвать значительные помехи в аналоговых радиоканалах, а также гарантирует эффективную синхронизацию и восстановление несущей. Далее сформированный цифровой поток разбивается на два потока, имеющих в два раза меньшую скорость-90Мбит/c. Эти потоки используются для формирования синфазного цифрового потока (J) и квадратурного цифрового потока (Q). Затем в цифроаналоговых преобразователях (ЦАП) из трех импульсов каждого потока формируются 8-уровневый импульсно - амплитудный формат как в синфазном (J), так и в квадратурном (Q) каналах. Синфазный (J) и квадратурный  (Q) каналы, перемножаются с синфазной (cos ) и квадратурной (sin ) составляющими сигнала промежуточной частоты, например 300 МГц.

     Временные зависимости сигналов формирования КАМ показаны на рисунках 2.2. – 2.7. На рисунке 2.2 показан входной цифровой поток 180 Мбит/с. На рисунках 2.3 – 2.4 показаны сформированные из входного потока синфазный (нечетные импульсы входного цифрового потока, 1,3,5 импульсы) и квадратурный (четные импульсы входного цифрового потока, 2,4,6 импульсы) потоки. На рисунке 2.5 и рисунке 2.6 представлены значения квадратурных составляющих J и Q, сформированных на выходе ЦАП. На рисунке 2.7 показано изменение амплитуды и фазы выходного сигнала промежуточной частоты.

Рисунок 2.2 — Входной цифровой поток

Рисунок 2.3 — Синфазный  цифровой поток

Рисунок 2.4 — Квадратурный цифровой поток

Рисунок 2.5 — Изменение  составляющей J(t) на выходе ЦАП

Рисунок 2.6 — Изменение  составляющей Q (t) на выходе ЦАП

Рисунок 2.7 — Изменение  амплитуды и фазы выходного сигнала  цифрового передатчика

 

Из  рисунка 2.7. видно, что  при КАМ имеет место изменение  амплитуды и фазы выходного сигнала, что требует высокой линейности амплитудных характеристик усилителей цифровой РРЛ и малых амплитудно-фазовых  преобразований (зависимости фазы выходного  сигнала усилителя от амплитуды  входного сигнала).

 

            2.2 Функциональная схема цифрового приемника.

 

Упрощенная структурная  схема цифрового приемника, показана на рисунке 2.8, где СК – устройство выделения несущей частоты (схема Костаса); БМ–балансный модулятор; АЦП–аналогово-цифровой преобразователь;

 

Рисунок 2.8 — Цифровой приемник

 

Принимаемый сигнал всегда состоит из суммы полезного сигнала  и шума, рисунок 2.9.

                   Рисунок 2.9 — Сигнал на входе цифрового приемника

 

Устройство восстановления  несущей частоты формирует квадратурные составляющие промежуточной частоты 70 МГц, что позволяет обеспечить когерентную демодуляцию принимаемого сигнала 32-КАМ и выделить на выходе аналоговых  перемножителей (преобразователей частоты) импульсы с амплитудами  J и Q (аналогичные импульсам J и Q передатчика, приведенным на рисунках 2.10-2.11).

              Рисунок 2.10 — Синфазный сигнал на выходе фазового детектора цифрового приемника

Рисунок 2.11 — Квадратурный сигнал на выходе фазового детектора  цифрового приемника

На выходах трехразрядных  АЦП формируются синфазный и  квадратурный цифровые потоки, имеющие  скорость 90 Мбит/c, (соответствуют цифровым потокам передатчика рис.2.3, рис. 2.4). В схеме выделения цифровых потоков, цифровые потоки J и Q объединяются, разуплотняются и дескремблируются. После разуплотнения происходит исправление ошибок и формирование выходных потоков (4 потока формата E и цифровой поток служебного канала).

 

2.3 Функциональная  схема системы синхронизации  на стороне                

       приема

 

Одним из недостатков КАМ  является трудность восстановления спектральной составляющей на несущей  частоте. Однако существуют специальные  схемы построения  выделителя несущей  частоты, которые позволяют с  определённой погрешностью получить желаемый параметр.

Восстановление несущей  может производиться двумя различными методами:

  1. Применить быстро осуществляемое восстановление несущей в схеме с ФАПЧ или узкополосный фильтр. Одно такое устройство может выделять пакеты от всех земных станций. Однако, шумовая полоса устройства восстановления несущей должна быть относительно широкой, чтобы обеспечить быстрый отклик за время преамбулы.
  2. Применить несколько стробируемых во времени устройств восстановления несущей или одно устройство ФАПЧ с временным уплотнением и запоминанием фазы от цикла к циклу. Этот метод позволяет

применять сравнительно узкополосные устройства восстановления несущей, которые  работают по основной спектральной компоненте, стробируемой во времени  несущей. 

Рассмотрим одну из самых  распространённых схем выделителя несущей  частоты — схему Костоса, или синфазно-квадратурную схему, показанную на рисунке 2.12.

Устройство выделения  несущей частоты [2,стр28] схема Костаса. Эта схема восстановления использует одновременно две параллельные схемы отслеживания сигнала (I и Q) для одновременного выделения составляющих I и Q сигнала, который управляет ГУН . Синфазная схема Q использует сигнал ГУН, сдвинутый на 90º. Если частота ГУН равна частоте подавленной несущей, то произведение  сигналов I и Q создаёт напряжение рассогласования, пропорциональное рассогласованию фазы в ГУН. Напряжение рассогласования контролирует фазу  и, таким образом, частоту ГУН.

Рисунок 2.12 — Схема Костаса.

 

 

     2.4. Функциональная схема СВЧ-тракта (СВЧ-Т) передачи /приема ЦСП.

 

Функциональная  схема передающего тракта представлена на рисунке 2.13:

Рисунок 2.13 - функциональная схема РПдУ  СВЧ тракта, УС – усилитель, СМ- смеситель, ПФ – полосовой фильтр, Атт.- аттенюатр, ФВ – ферритовый вентиль.

Сигнал с модулятора на промежуточной частоте 300 МГц поступает на предварительный усилитель, после чего поступает на смеситель. В смесители происходит перенос с ПЧ на СВЧ, фильтр ПФ1 пропускает сигнал на несущей частоте, отфильтровывая побочные составляющие, далее сигнал усиливается усилителями УС2 и УС3, так как УС2 и УС3 усиливают на фиксированное значение, необходимое значение мощности сигнала настраивается с помощью аттенюатора. Полосовой фильтр ПФ2 необходим для фильтрации побочных частот, образовавшихся в результате нелинейных искажений в УС2 и УС3. Ферритовый вентиль ФВ не пропускает отраженный сигнал обратно в тракт передатчика.