АЦП параллельного преобразования

     Содержание

     Введение

     Аналого-цифровой преобразователь (сокращенно АЦП) - это  второй после ЦАП ключевой элемент, обеспечивающий взаимодействие аналоговых и цифровых устройств. АЦП является основой цифровых вольтметров, цифровых авометров, многоканальных анализаторов, осциллографов и многих других приборов. Существует несколько различных типов АЦП. Наиболее распространенными являются интегрирующие, следящие и преобразователи последовательного приближения.

     Назначение  АЦП заключается в генерации  двоичного цифрового кода, пропорционального  входному аналоговому сигналу.

     Счетчик создает пробную двоичную последовательность, которая конвертируется в аналоговое напряжение при помощи цифроаналогового преобразователя. ЦАП является базовым элементом многих схем АЦП. После этого пробное напряжение сравнивается с входным сигналом. Если входное напряжение больше пробного сигнала, счетчик увеличивает значение, чтобы приблизить пробный сигнал к уровню входного напряжения. Если же входной сигнал меньше пробного, счетчик уменьшает свое выходное значение с тем, чтобы уровень пробного сигнала приблизился к уровню входного. Этот процесс продолжается до тех пор, пока компаратор изменит знак. В этот момент уровень пробного сигнала будет в пределах одного отсчета от уровня входного напряжения. При увеличении числа разрядов счетчика будет увеличиваться и разрешение ЦАП такого типа.

     Целью работы является проектирование аналого-цифрового  преобразователя параллельного  типа. 
 
 
 
 

     Глава 1. Обзорная

     Цифро-аналоговые и аналого-цифровые преобразователи АЦП находят .широкое применение в различных областях современной науки и техники. Они являются неотъемлемой составной частью цифровых измерительных приборов, систем преобразования и отображения информации, программируемых источников питания, индикаторов на электронно-лучевых трубках, радиолокационных систем, установок для контроля элементов и микросхем, а также важными компонентами различных автоматических систем контроля и управления, устройств ввода—вывода информации ЭВМ. На их основе строят преобразователи и генераторы практически любых функций, цифроуправляемые аналоговые регистрирующие устройства, корреляторы, анализаторы спектра и т. д. Велики перспективы использования быстродействующих преобразователей в телеметрии и телевидении. Несомненно, серийный выпуск малогабаритных и относительно дешевых АЦП еще более усилит тенденцию проникновения метода дискретно-непрерывного преобразования в сферу науки и техники. Одним из стимулов развития цифро-аналоговых и аналого-цифровых преобразователей в интегральном исполнении в последнее время является широкое распространение микропроцессоров и методов цифровой обработки данных. В свою очередь потребность в АЦП стимулирует их разработку и производство с новыми, более совершенными характеристиками. В настоящее время применяют три вида технологии производства АЦП: модульную, гибридную и полупроводниковую. При этом доля производства полупроводниковых интегральных схем (ИМС ЦАП и ИМС АЦП) в общем объеме их выпуска непрерывно возрастает и в недалеком будущем, по-видимому, в модульном и гибридном исполнениях будут выпускаться лишь сверхточные и сверхбыстродействующие преобразователи с достаточно большой рассеиваемой мощностью. 

     Глава 2. Расчетная

     1. АЦП параллельного  преобразования 

     В АЦП с параллельным преобразованием  входной сигнал прикладывается одновременно ко входам всех компараторов. В каждом компараторе он сравнивается с опорным сигналом, значение которого эквивалентно определенной кодовой комбинации. Опорный сигнал снимается с узлов резистивного делителя, питаемого от источника опорного напряжения. Число возможных кодовых комбинаций (а следовательно, число компараторов) равно 2m—1, где т—число разрядов АЦП.  АЦП прямого преобразования обладают самым высоким быстродействием среди других типов АЦП, определяемым быстродействием компараторов и задержками в логическом дешифраторе. Недостатком их является необходимость в большом количестве компараторов. Так, для 8-разрядного АЦП требуется 255 компараторов. Это затрудняет реализацию многоразрядных (свыше 6—8-го разрядов) АЦП в интегральном исполнении. Кроме того, точность преобразования ограничивается точностью и стабильностью каждого компаратора и резистивного делителя. Тем не менее на основе данного принципа строят наиболее быстродействующие АЦП со временем преобразования в пределах десятков и даже единиц наносекунд, но ограниченной разрядности (не более шести разрядов).

     АЦП этого типа осуществляют квантование  сигнала одновременно с помощью  набора компараторов, включенных параллельно  источнику входного сигнала. На рис. 1 показана реализация параллельного  метода АЦ-преобразования для 3-разрядного числа.

     Рисунок 1. 1Схема АЦП параллельного преобразования 

     С помощью трех двоичных разрядов можно  представить восемь различных чисел, включая нуль. Необходимо, следовательно, семь компараторов. Семь соответствующих эквидистантных опорных напряжений образуются с помощью резистивного делителя.

     Если  приложенное входное напряжение не выходит за пределы диапазона  от ⁵/₂h, до ⁷/₂h, где h=U_оп/7 - квант входного напряжения, соответствующий единице младшего разряда АЦП, то компараторы с 1-го по 3-й устанавливаются в состояние 1, а компараторы с 4-го по 7-й - в состояние 0. Преобразование этой группы кодов в трехзначное двоичное число выполняет логическое устройство, называемое приоритетным шифратором.

     Таблица 1.1

     Подключение приоритетного шифратора непосредственно  к выходу АЦП может привести к  ошибочному результату при считывании выходного кода. Рассмотрим, например переход от трех к четырем, или  в двоичном коде от 011 к 100. Если старший  разряд вследствие меньшего времени задержки изменит свое состояние раньше других разрядов, то временно на выходе возникнет число 111, т.е. семь. Величина ошибки в этом случае составит половину измеряемого диапазона.

     Так как результаты АЦ-преобразования записываются, как правило, в запоминающее устройство, существует вероятность получить полностью неверную величину. Решить эту проблему можно, например, с помощью устройства выборки-хранения (УВХ). Другой путь состоит в использовании кода Грея, характерной особенностью которого является изменение только одной кодовой позиции при переходе от одного кодового значения к другому. Наконец, в некоторых АЦП для снижения вероятности сбоев при параллельном АЦ-преобразовании используется двухтактный цикл, когда сначала состояния выходов компараторов фиксируются, а затем, после установления состояния приоритетного шифратора, подачей активного фронта на синхровход выходного регистра в него записывают выходное слово АЦП.

     Как видно из табл. 1, при увеличении входного сигнала компараторы устанавливаются в состояние 1 по очереди - снизу вверх. Такая очередность не гарантируется при быстром нарастании входного сигнала, так как из-за различия во временах задержки компараторы могут переключаться в другом порядке. Приоритетное кодирование позволяет избежать ошибки, возможной в этом случае, благодаря тому, что единицы в младших разрядах не принимаются во внимание приоритетным шифратором.

     Благодаря одновременной работе компараторов параллельный АЦП является самым  быстрым.

     Принципиальная  схема АЦП приведена на рисунке 1.2.

     Рисунок 1.2. Принципиальная схема АЦП 

     Временные диаграммы работы АЦП приведены  на рисунке 1.3.

     Рисунок 1.3  Временные диаграммы работы АЦП параллельного преобразования 

     2. Расчет тактового  генератора для  АЦП 

     Исходные  данные для расчета следующие:

     В качестве генератора тактовых импульсов удобно использовать микросхему К155АГ1 (рис. 2.1.).  

     Рисунок 2.1 – Ждущий мультивибратор К155АГ1 

     Она представляет собой одиночный ждущий мультивибратор, имеет три входа  запуска, три вывода С, RC и RI для подключения  времязадающих цепей, прямой и инверсный  выходы. Условие запуска мультивибратора - изменение входных сигналов, в результате которого появляется следующее сочетание - хотя бы на одном из входов 3 или 4 - лог. 0, на входе 5 - лог. 1.

     Длительность  импульса при основном варианте подключения  времязадающей цепи, приведенном  на рис. 4, составляет приблизительно . Размерности в этой формуле: «килоомы, нанофарады, микросекунды» или «килоомы, микрофарады, миллисекунды».  

     Рисунок 2.2 – Принципиальная схема генератора тактовых импульсов. 

     Условное  графическое обозначение и назначения выводов ИМС К155АГ1 представлены на рисунке 2.1 и в таблице 2.1 

     Таблица 2.1 – Назначение выводов К155АГ1 

     Рассчитаем  цепь тактового генератора. Сопротивление  резистора R1 может находиться в пределах 1.5...43 кОм, емкость конденсатора С1 - любая. В качестве резистора возьмем  последовательно соединенный постоянный резистор номиналом 34,8 кОм и построечный номиналом от 10 до 24кОм. 

     Согласно  исходных данных, частота есть величина, обратная периоду, отсюда период колебаний будет равен: 

     Следовательно, длительность импульса будет равна: 

     Скважность  – это величина, равная отношению  периода и длительности импульса, следовательно:

     Отсюда, найдя длительность импульса,

     найдем  длительность паузы:

     Имея  длительность паузы и импульса, из нижеприведенных формул получим  значения  параметров RC элементов  генератора:

     Подставляя  в данные формулы исходные данные, получим:

     Следовательно, длительность импульса будет равна: 

     Скважность  – это величина, равная отношению  периода и длительности импульса, следовательно:

     Отсюда, найдя длительность импульса с учетом скважности,  

     найдем  длительность паузы:

     Имея  длительность паузы и импульса, из нижеприведенных формул получим  значения  параметров RC элементов  генератора:

     Принимая  С1 = С2 = 0.01 мкФ, имеем:

     3. Выбор и описание  микросхем

     Согласно  задания, основной микросхемой для  реализации АЦП должна стать  К1107ПВ1 - Быстродействующий 6-разрядный АЦП с временем преобразования до 100 нс (параллельного типа)

       Микросхема представляют собой  быстродействующую 6-разрядные АЦП  и предназначены для преобразования  входных аналоговых сигналов  с шириной спектра до 7 МГц в  диапазоне 2...0 В в один из  потенциальных кодов параллельного  считывания: в двоичный (прямой и обратный) и код с дополнением до двух (прямой и обратный). Не требуется внешней схемы выборки и хранения. Совместима с ТТЛ схемами. В состав АЦП входят делитель опорного напряжения, 64 управляемых компоратора, 65 логические схемы "И", два предварительных дешифратора 31 на 5, два управляемых буферных регистра, дешифратор 10 на 6, выходной регистр (6 схем "Исключающее ИЛИ"), 6 схем преобразования выходных уровней АЦП на уровни ТТЛ, 5 схем формирования парафазных управляюших импульсов от тактового сигнала, 2 схемы преобразования уровней сигналов управления выходным кодом и схема преобразования уровня тактового импульса. Каждый компаратор прямым входом подключен к определенному отводу низкоомного резисторного делителя опорного напряжения (общее сопротивление 67 Ом), формирующего пороговые уровни компараторов. Изменяя опорные напряжения на входах делителя можно при необходимости компенсировать погрешность преобразования в конечной точке шкалы (вывод 16) и напряжение смещения нуля на входе АЦП (вывод 9). Предусмотрена возможность компенсации погрешности нелинейности на 0,5 значения младшего разряда (16 мВ) при работе в расширенном температурном диапазоне. Для этого со средней точки делителя через резистор сделан отвод (вывод 12), который в случае необходимости корректировки нелинейности подсоединяется к выводам 19 или 9. Этот вывод может также служить общим выводом  (-1 В) для входного буферного усилителя в случае преобразования биполярного сигнала. Инвертирующие входы комараторов объеденены и образуют аналоговый вход АЦП. Работой АЦП управляет тактовый сигнал. Выборка производится (стробируются компараторы) через 10...15 нс после подачи переднего фронта тактового импульса. Кодирование производится с подачей заднего фронта тактового импульса, а результат, полученный во время кодирования на выходной регистр передается со следующим фронтом тактового импульса. Задержка выходного регистра не превышает 50 нс. Это дает возможность тем же передним фронтом производить следующую выборку, т.е. в момент времени, когда на выходе АЦП получается результат n-й выборки, на входе производится n+2 выборка. Промежуток времени с момента подачи первого тактового импульса до появления кода n-й выборки на выходе АЦП называется временем преобразования или периодом выборки Tc. Максимальная скорость преобразования определяется минимальными длительностями тактового импульса Tи и паузы между тактовыми импульсами, гарантирующими нормальную работу преобразователя, т.е. fпр=1/(Tи+Tп). Тип выходного кода задается по двум выводам "управление выходным кодом" (УВК1, УВК2). Тип выходного кода может задаваться как цифровыми сигналами с уровнями ТТЛ, так и постоянными сигналами. При этом подсоединение вывода УВК к Uп эквивалентно подаче лог. 1, а подсоединение к общей шине лог. 0. 

     Рисунок 3.1 Обозначение К1107ПВ1

     Описание  микросхемы К155АГ1 приводилось выше. 
 

     4. Разработка преобразователя  уровней 

     Согласно  задания на курсовой проект, нам  необходимо разработать  схему преобразователя  уровней между микросхемами КМДП ® ТТЛ типов.

     Основные  параметры, необходимые для построения преобразователей уровня, приведены  в таблице 4.1.

     Таблица 4.1

     Принципиальная  схема преобразователя уровня приведена  на рисунке 4.1. 

     Рисунок 4.1 Принципиальная схема преобразователя уровней 

      Схема ПУ работает следующим образом.

      Если  U_вх = U⁰_кмдп < е_об, транзистор VT находится в режиме отсечки. Поскольку к выходу ПУ подключены n ТТЛ-элементов, то через резистор R_к протекает не только ток коллекторного перехода I_{кб о} транзистора VT, но и n токов I¹_{вх ттл}. Напряжение на коллекторе транзистора VT, равное напряжению на выходе ПУ, должно быть больше уровня логической 1 ТТЛ-элементов U¹_ттл 

      Если  U_вх = U¹_кмдп, то транзистор VT должен находится в режиме насыщения, т.е.

      Обычно  стараются создать степень насыщения  транзистора S = 1,5 ¸ 3; при больших S существенно снижается быстродействие ПУ. 
 

     5. Выбор биполярного  транзистора 

     Для использования в преобразователе  уровня выберем биполярный транзистор КТ202А.

     Параметры транзистора приведены в таблице 5.1  

     Таблица 5.1 Параметры КТ202А 

     6. Расчет схемы ПУ, подбор номиналов  резисторов 

     Значения  резисторов R_к и R_б определяются из условий двухсторонних ограничений, изложенных ниже.          

     где: - минимальное напряжение питания при заданном допуске;

     Где С_н = nС_вх + С_м, С_м = 50 пФ - монтажная емкость, С_вх. = 15 пФ входная емкость элементов, n=1. 

     Для нахождения суммы  и используем следующее выражение:

     где: Т^* - приращение температуры, при которой обратный ток I₀(Т₀) удваивается (Т^* » (8 ¸ 10)° С для германия и Т^* » (6 - 7)° С для кремния);

     Т – температура, при которой определяют ток I₀;

     I₀(Т₀) – ток I₀ при некоторой исходной температуре Т₀, который указан в таблице 5.1.

     Подставляя  значения в формулы, получаем: 

     Отсюда:  

     Таким образом, выбираем номинал сопротивления  резистора из стандартного ряда, отсюда R_k=2.4 мОМ. 

     Рассчитаем  значение R_Б: 

     Так как величину сопротивления R_Б рекомендовано выбирать максимальной, примем R_Б=24 мОм. 

     7. Расчет мощности, потребляемой ПУ 

     Определим мощность, потребляемую ПУ. Если U_вх = U⁰_ттл, то VT находится в режиме отсечки, и через резистор R_к протекает ток nI¹_{вх кмдп} + I_{кб о}, который будет максимальным при наибольшей заданной температуре. Поэтому мощность, которую ПУ потребляет от источника питания £ в состоянии логической 1 на выходе, равна: 

     Если  U_вх = U¹_ттл, то VT насыщен, и мощность, потребляемая ПУ в соответствии логического 0 на входе, с учетом (5) равна:

     Таким образом, мощность, потребляемая ПУ в  состоянии логической единицы, равна:

     Мощность, потребляемая в состоянии логического  нуля: 

8. Расчет  и  построение передаточной  характеристики

     Статические свойства схемы ПУ наглядно отражаются ее передаточной характеристикой – зависимостью U_вых = f(U_вх).

           Значения напряжений логической единицы и нуля для  ТТЛ и КМДП указаны в таблице 4.1. Для построения передаточной характеристики необходимо зависимость U_вых от изменения температуры по следующим формулам:

     U_вых = Е – (nI¹_{вх ттл} + I_{кб о})R_к

     Где  

     При Т=25⁰С. 

     Передаточная  характеристика изображена на рисунке 8.1.