Датчик давления с двумя дополнительными резисторами

Оглавление

Введение…………………………………………………………………………..….3

1. Теоретическая  часть………………………………………………………............7

1.1. Основные сведения………………………………………………………7

1.2. Программа схематического  моделирования Micro-Cap……………...15

2. Датчик давления…………………………………………..………………….....17

Список литературы…………………………………………………………………31

ПРИЛОЖЕНИЕ  Б. Временные диаграммы………………………………………32

ПРИЛОЖЕНИЕ В. Характеристики усилителей……..………………………….37

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Введение

     Создание средств измерений и обработки информации, отвечающих  современным требованиям производства, техники и науки, предполагает реализацию не только конструктивных и технологических возможностей совершенствования известных технических решений, но и главным образом разработку принципиально новых высокоэффективных методов и средств преобразования и обработки информации. К числу таких методов, получивших широкое развитие, относятся  методы интегрирующего развертывающего преобразования (ИР- преобразования).

     Интегрирующие развертывающие преобразователи (ИРП) являются базовыми в структурах так называемых интегрирующих аналоговых преобразователей   (АЦП)  и цифровых интегрирующих приборов.

     Благодаря получению результата преобразования в виде частоты и интервала времени, пропорциональных среднему за конечный интервал времени значению измеряемой величины, использование ИР-преобразования позволяет простыми средствами решать задачи повышения точности и помехоустойчивости цифровых средств измерения сигналов малого уровня.

     Эффективность любых новых применений методов ИР-преобразования обусловлена их технической простотой. По этому показателю, а также по точности и помехоустойчивости методы ИР-преобразования находятся вне конкуренции среди других методов построения цифровых средств измерения, что определяет предпочтительность их применения во всех случаях, когда обеспечивается требуемое быстродействие.

     Интегрирующие развертывающие преобразователи используются для измерения самых разнообразных величин - напряжения, тока, сопротивления, ёмкости, проводимости, индуктивности, частоты, фазы, мощности и некоторых других.

 

 

Очевидно, что конкретный вид измеряемой  величины определяет некоторые особенности схемного построения ИРП. Если измеряется не напряжение, в структуре соответствующего преобразователя, например преобразователя сопротивления в частоту  (интервал времени), всегда или почти всегда можно выделить предварительный преобразователь входной величины в напряжение. Подобное расчленение структуры наилучшим образом отвечает основному принципу построения средств  измерений —  принципу агрегатирования, позволяющего создавать средства измерений любого назначения путем проектной компоновки с использованием ограниченной номенклатуры так называемых унифицированных измерительных преобразователей [1].

Одним из наиболее важных направлений, связанных с решением задач, стоящих перед специалистами информационно-измерительной техники на данном этапе, является разработка методов и средств преобразования параметров резистивных датчиков в частотные сигналы. Актуальность решения этой задачи обусловлена, с одной стороны, широкой номенклатурой резистивных датчиков, которые используются для измерения разнообразных физических величин (перемещений, механических напряжений, температуры, расхода газа и т.д.), и, с другой стороны, преимуществами частотного представления информации с точки зрения помехоустойчивости, передачи информации по линиям связи, обработки и преобразования в код. Указанное направление в информационно-измерительной технике  интенсивно развивается, что подтверждается большим количеством публикаций по данному вопросу в отечественной и зарубежной литературе, например, работы Т.М.Алиева, Л.И.Волгина, В.С.Гутникова, А.Н.Касперовича, С.В.Куликова, В.Н.Малиновского, А.И.Мартяшина, В.Д.Махнанова, В.С.Попова, С.Л.Судьина, Э.К.Шахова, В.М.Шляндина и других. Вместе с тем, целый ряд вопросов применения, рационального построения структур и теоретического описания процессов в частотных преобразователях параметров резистивных датчиков до настоящего времени разработан еще недостаточно, и возникающие требования к совершенствованию средств измерений диктуют необходимость дальнейшего развития теории и практики построения преобразователей рассматриваемого класса.

Настоящая работа посвящена разработке и исследованию частотных преобразователей параметров резистивных датчиков, основанных на методе интегрирующего развертывающего преобразования. Как показали исследования, проведенные автором,  частотные интегрирующие развертывающие преобразователи (ЧИРП) параметров резистивных датчиков в отличие от преобразователей, построенных на иных принципах, обладают наиболее широкими функциональными возможностями, обусловленными чрезвычайной гибкостью, адаптируемостью параметров и структур преобразователей к условиям решаемых задач. Это, например, позволяет несложным изменением структуры или ее параметров применять ЧИРП для работы с различного типа измерительными цепями и резистивными датчиками.

Основные трудности  при построении ЧИРП параметров резистивных  датчиков связаны с решением трех основных проблем:

1) обеспечение  минимально допустимой погрешности  нуля, особенно при работе с датчиками с малым относительным изменением сопротивления (тензодатчики, термометры сопротивлений и т.д.), когда уровень выходного напряжения измерительной цепи имеет paзмер порядка единиц милливольт;

2) обеспечение минимально допустимой погрешности чувствительности, учитывая возможное на практике изменение напряжения питания измерительной цепи, изменение параметров соединительных линий и параметров схемы преобразователя;

3) рациональное  сопряжение измерительной цепи (ИЦ) со схемой преобразователя, особенно  при мостовой схеме ИЦ.

       При этом не менее актуальными  остаются проблемы поиска путей  структурного совершенствования  ЧИРП для получения высоких  метрологических характеристик, высокой помехоустойчивости и упрощения схемной реализации.

      Следует  отметить, что резистивные датчики  в информационно-измерительной технике широко используются при измерении механических, тепловых величин и проведении других видов массовых измерений, в связи с чем решение перечисленных выше задач в конечном итоге может обеспечить большой технико-экономический эффект.

     Целью данной работы является описание результатов исследования и разработки ряда частотных интегрирующих развертывающих преобразователей параметров резистивных датчиков общепромышленного применения с улучшенными эксплуатационными и метрологическими характеристиками, предназначенных для работы с различного типа резистивными датчиками и линиями связи.

      Для достижения поставленной  цели была разработана методика  и проведены исследования предельных  точностных характеристик ЧИРП  при приемлемой в условиях  массовых измерений аппаратурной  сложности, определены наиболее  перспективные структуры преобразователей, предназначенных для решения разнообразных задач измерения с помощью резистивных датчиков.

     В  работе приводятся результаты  исследования методов уменьшения  влияния собственных шумов элементов  схемы на порог чувствительности  для разработки  рекомендаций по рациональному построению корректирующего канала с целью минимизации порога чувствительности ЧИРП при сохранении всех положительных свойств интегрирующих развертывающих преобразователей, исследования и выявления наиболее перспективных технических решений задачи минимизации инструментальных погрешностей ЧИРП, результаты разработки и экспериментального исследования частотных интегрирующих развертывающих преобразователей параметров резистивных датчиков.

 

 

 

 

1. Теоретическая часть.

1.1. Основные  сведения.

Основными недостатками существующих ЧИРП рассматриваемого подкласса, предназначенных для работы в условиях коротких соединительных линий с датчиком, являются низкая технологичность (наличие трансформаторов в схеме), влияние параметров линии связи на функцию преобразования, необходимость буферного усилителя, вносящего дополнительные источники погрешностей.

Частичное устранение указанных недостатков, достигнуто в разработанном при  участии автора ЧИРП разбаланса тензометрического    моста [75],  функциональная   схема   которого  представлена   на рис.1-1,а. Временные диаграммы, поясняющие работу устройства, изображены на рис.1-1,б.

 

Рисунок.1-1

 

 

 

В состав преобразователя  входят: тензометрический мост ТМ, интегратор на базе операционного усилителя Х1 с емкостной отрицательной обратной связью, сравнивающее устройство СУ на базе Х2 и дозирующий конденсатор C_д.

В установившемся режиме работы устройства с выхода сравнивающего  устройства Х2 следуют  разнополярные  импульсы амплитудой ±U₀. Пусть в момент времени t₁ произошла смена полярности выходного напряжения     с - U₀ на + U_0. При этом напряжение на выходе интегратора обусловлено положительным "скачком" напряжения с одной из вершин измерительной диагонали   тензометрического   моста, равным  , где ε = ΔR/R  - относительное изменение сопротивления ТМ, и отрицательным "скачком" через дозирующий конденсатор, равным . С учетом начальных условий имеем

,                                           (1-1)

где Си - значение емкости интегратора.

    Под действием напряжения  разбаланса  ТМ, равного – εU₀, напряжение на выходе интегратора будет увеличиваться до положительного порогового уровня блока сравнения Х2, равного .

В момент равенства  порога срабатывания и напряжения на выходе интегратора вновь произойдет смена полярности выходного напряжения.

При этом напряжение на выходе интегратора  будет равно

,                                  (1-2)

где τ_и = R_иC_и  - постоянная  времени интегратора.

Для момента равенства напряжений на выходе интегратора и порогового уровня СУ справедливо выражение

   ,                              (1-3)

где    Т   - период следования выходного напряжения Х2.

  Из выражения (1-3) определяем частоту  выходного сигнала

        .                                                (1-4)

Таким образом, как следует из выражения (1-4), основными параметрами, определяющими мультипликативную погрешность, являются значение ёмкости дозирующего конденсатора и сопротивление интегратора, включающее в себя выходное сопротивление тензометрического моста, сопротивление кабельной линии и суммирующее сопротивление   R_И   интегратора.

При испытании макетного образца  рассмотренного преобразователя разбаланса тензометрического моста в частоту были получены следующие технические характеристики:

- диапазон изменения  разбаланса  тензометрического

моста  0 10ֿ²;

    -  диапазон изменения выходной  частоты  … 2 4 кГц;

    -  сопротивление резисторов в плечах моста…………… 700 Ом;        - напряжение питания моста    ± 6 В;

    -  приведенная погрешность нелинейности    ±0,3%;

    -  основная приведенная погрешность   ±0,3%;

    -  диапазон рабочих температур +20 ± 5°С.

Влияние изменений сопротивления кабельной линии и  cсуммирующего сопротивления интегратора можно уменьшить путём  включения  дозирующего конденсатора параллельно одному из плеч тензометрического моста, как показано на рис.1-2,а. При этом, например, после скачка напряжения на выходе Х2 от –U₀ до + U₀ напряжение в точке "а" схемы будет изменяться по закону

                                      (1-5)

В то же время в точке "б"  напряжение равно

                  ,                                                      (1-6)

т.е.  напряжение  разбаланса  тензометрического  моста U_ε(t) изменяется по закону

                                    (1-7)

где . Таким образом, напряжение U_ε(t) в начальный момент времени имеет положительное значение и по мере заряда конденсатора Сд  стремится к отрицательному значению  -2U0ΔR/R. Следовательно, в результате интегрирования U_ε(t) напряжение на емкости интегратора будет сначала возрастать, а  затем убывать (см. временные диаграммы рис.1-2,б), Математически изменение напряжения на выходе интегратора U_c описывается выражением 

.                   (1-8)

 

Рисунок.1-2

В результате период следования выходных импульсов  определяется как решение уравнения

                                                     (1-9)

или 

                                     (1-10)

Поскольку  τ_д   выбирается из условия

                                                    (1-11)

 

Из  выражения (1-10) следует

                                  (1-12)

Таким образом, при рассмотренном методе формирования дозирующего заряда появляется методическая погрешность от нелинейности

.                                         (1-13)

Как следует из анализа выражения (1-13),  рассмотренный метод формирования дозированного заряда может быть использован при малых относительных изменениях сопротивлений тензометрического поста.

Необходимо  также отметить, что постоянную времени  перезаряда емкости   С_д  в отличие от τ_д    следует выбирать по возможности большей, в результате чего устраняется влияние изменения скорости нарастания выходного напряжения операционного усилителя на результирующую погрешность преобразования. Выполнять данную рекомендацию особенно важно при построении ЧИРП, работающих в широком температурном диапазоне на высокой выходной частоте, поскольку, как показали исследования, скоростная характеристика операционных усилителей в значительной степени деформируется при изменении температуры окружающей среды. Скорость нарастания  при изменении температуры окружающей среды от +20° до +60°С уменьшается приблизительно в два раза, а это приводит при малых значениях постоянной времени перезаряда емкости к появлению мультипликативной погрешности. Механизм появления данной погрешности поясним на примере прохождения импульсов вида        через операционный усилитель, работающий в режиме инвертора. Если бы усилитель был безинерционным, то его реакция изображалась бы в виде кривой 1 рис.1-3,а. Но поскольку, как известно [76,77] , скорость нарастания переднего фронта ограничена и не зависит от амплитуды входного сигнала, реально имеет место зависимость в виде кривой 2 (рис.1-3,а).

а)

 

                          

                                                                 б)

 

                                                             Рисунок.1-3

  При повышении температуры скорость нарастания уменьшается (кривая 3), вследствие чего происходит изменение ΔS₁ площади выходного импульса. Если же на вход усилителя подать импульс по площади равной исходному (см. рис. 1-3,б), но отличающийся большим значением τ , то  изменение площади импульса ΔS₂ будет меньше, чем в первом случае. Между постоянной времени разряда τ   и изменением площади импульса под воздействием температуры окружающей среды имеет место следующая асимптотическая зависимость

ΔS τ = const       (1-14)

Аналогичная зависимость характерна и для  случая подачи дозирующего заряда через конденсатор С_д (в схеме рис.1-1 и 1-2) на интегратор.

  Одним из недостатков рассмотренных  выше схем является влияние несимметрии  напряжений, питающих тензометрический мост, т.е.

. Так в случае, если в схеме  рис.1-1

,

                   ,                                         (1-15)

это приводит к тому, что длительности полупериодов (соответственно при  и   на выходе) будут равны

                                                                       (1-16)

                                        (1-17)

В результате возникает мультипликативная погрешность

                    ,                                         (1-18)

для  устранения  которой в схеме  необходимо предусмотреть  симметрирование питающих напряжений.

Еще одним источником погрешности, существенным в рассмотренных схемах, является влияние конечного значения коэффициента подавления синфазной помехи, присутствующей на интеграторе. Покажем это на примере схемы рис.1-1, для чего рассмотрим данную схему с учётом влияния конечного значения коэффициента подавления синфазной помехи [78]

     ,                                     (1-19)

т.e. будем полагать, что операционный усилитель по инвертирующему входу имеет коэффициент усиления  К, а по  неинвертирующему входу       К₊=К –ΔК, или

     К₊=К(1 –ΔК/ К)                                (1-20)

     Таким образом, рассматриваемая  схема с учетом (1-20) может быть  представлена в виде рис,1-4, где  асимметрия  операционного  усилителя  интегратора учитывается путем  включения последовательно с  неинвертирующим входом ОУ звена с коэффициентом передачи   (1-ΔК/К).

 

 

Рисунок.1-4

Принимая  во вникание это обстоятельство, по аналогии с выражением (1-3) можно записать

,             (1-21)

откуда  нетрудно показать, что реальная функция  преобразования имеет вид                                           (1-22)              

т.e. конечное значение коэффициента подавления синфазной помехи приводит к мультипликативной погрешности

                                                           (1-23)                         

значения  которой  могут быть весьма существенными, так  как реально       С_и >2С_д. Например, для ОУ типа 140 УД6 (Q = 80 дБ) данная погрешность составляет примерно 0,02 0,1%.

 

2. Программа схематического моделирования Micro-Cap

 

   Micro-Cap – это универсальная программа схемотехнического анализа, предназначенная для решения широкого круга задач. С его помощью можно анализировать не только аналоговые, но и цифровые схемы. Возможно также и смешанное моделирование аналого-цифровых электронных устройств.

    Интерфейс Micro-Cap настолько интуитивно понятен, что позволяет человеку, имеющему базовые работы с персональным компьютером, начать использование этой программы даже не читая руководство. Разработчиками найден компромисс между простотой и функциональностью. В нем нет имитации «измерительных приборов», загромождающих Workbench. При расчете не открывается большое число окон со сложными взаимосвязями между ними, как в DESIGNLAB.

    Использование программы Micro-Cap позволяет не только изучать работу электронных схем, но и приобретать навыки наладки электронных устройств. Основные приемы получения рабочей модели ничем не отличаются от методик введения в рабочий режим реальных электронных устройств. Именно эти свойства и позволяют рекомендовать его в первую очередь студентам и радиолюбителям.

    Важным плюсом можно считать и то, что в настоящее время в сети Internet можно найти достаточно большие библиотеки отечественных и зарубежных электронных компонентов.

 

 

 

 

Список литературы.

1. Громков Н.В., Михотин В.Д., Шахов СБ., Шахов Э.К. Частотные преобразователи выходных сигналов тензометрических датчиков.

- В кн.: Материалы Всесоюзной конференции "Методы и средства 
тензометрии и их применение в народном хозяйстве". Кишинев, 1979,с.100.

2. Громков Н.В. Частотные преобразователи для тензодатчиков. - В кн.: Материалы краткосрочного семинара "Методы и средства преобразования электрических величин в частотно-временные сигналы и их применение в цифровых средствах измерения". Пенза: ПДНТП, 1980, с.59-60.

3. Громков Н.В. Устранение паразитной модуляции в частотных преобразователях. - Межвузовский сборник научных трудов: Цифровая информационно-измерительная техника, Пенза: ППИ,1980.c32-35.

4. Михотин В.Д., Шахов Э.К. Моделирование одного класса нтегри-рующих преобразователей для анализа динамических характеристик.- Тезисы докладов IX Всесоюзной научно-технической конференции "Кибернетичес-кие методы в теории и практике измерений" , Ленинград, 1974.

5. Шенк X. Теория инженерного эксперимента, - М.:Мир, 1972, 382с.

 6. Громков Н.В., Михотин В.Д., Шахов ЭЛС., Шляндин В.М. Преобразователь разбаланса тензомоста в частоту, А.с. СССР №828406. Опубл. в Б.И., №17, 1981.

7. Аналоговые интегральные схемы. Под ред. Дж. Коппели, 
   М.: Мир, 1977, 439с.

 

 

 

 

 

2. Датчик давления с двумя дополнительными резисторами в диагонали питания тензомоста и регулировкой начальной частоты при нулевом разбалансе тензомоста

 

Следующее техническое  решение свободно от недостатков, связанных с изменениями сопротивлений тензорезисторов при изменении температуры и ограниченными функциональными возможностями при одностороннем разбалансе тензомоста, при котором происходит «засыпание» схемы при разбалансе тензомоста в другую сторону и при нулевом разбалансе.

В данном устройстве повышение точности достигается за счёт введения дополнительных резисторов, размещённых на периферии мембраны на её основании и уменьшения благодаря этому влияния температуры разогрева тензорезисторов (как от температуры измеряемой среды, так и от протекающего через тензорезисторы тока) на выходной сигнал. Кроме того, устройство позволяет измерять давления, как в положительную, так и в отрицательную сторону (разрежение) за счёт введения второго резистора интегратора, обеспечивающего установку начальной частоты выходного сигнала преобразователя при нулевом разбалансе тензомоста датчика. Тем самым расширяются функциональные возможности устройства.

Тонкоплёночная  НиМЭМС представляет собой конструктивно законченный модуль, обеспечивающий высокую технологичность сборки датчика, а  частотный преобразователь сигнала с выхода тензомоста может быть выполнен в виде микроэлектронного модуля, установленного в корпусе датчика.

На рис. 9 представлена функциональная электрическая схема устройства для измерения давления с частотным выходом на основе нано- и микроэлектромеханической системы (НиМЭМС).

 

 

 

 

             

Рис. 9 Функциональная электрическая схема устройства для измерения давления с частотным выходом на   

 

При испытании рассмотренного преобразователя разбаланса тензометрического моста в частоту были получены следующие технические характеристики:

- диапазон изменения  разбаланса  тензометрического

моста  0 10ֿ²;

    -  диапазон изменения выходной  частоты  … 5 15 кГц;

    -  сопротивление резисторов в  плечах моста…………… 700 Ом;        - напряжение питания моста    ± 6 В;

    -  приведенная погрешность нелинейности    ±0,3%;

    -  основная приведенная погрешность   ±0,3%;

    -  диапазон рабочих температур ± 150°С.

Дополнительные  резисторы R_дl и R_д2 гетерогенной структуры НиМЭМС (рис. 3.23) выполнены из того же материала, что и тензорезисторы (тензоэлементы) тензомоста датчика, их сопротивления равны между собой (по номиналу), могут быть кратными сопротивлению тензомоста, сформированы на основании за границей  мембраны в зоне, нечувствительной к механическим деформациям от давления.

В установившемся режиме работы устройства с выхода компаратора ОУ2 преобразователя следуют  разнополярные  импульсы амплитудой ±U₀. Пусть в момент времени t₀ произошла смена полярности выходного напряжения  с – U₀ на + U_0. При этом напряжение на выходе интегратора обусловлено положительным "скачком" напряжения с одной из вершин измерительной диагонали  тензомоста, равным  (где    ε_R = ΔR/R – относительное изменение сопротивления R тензомоста под действием давления, и – коэффициенты, равные отношению сопротивлений R_д1 и R_д2 к сопротивлению R тензомоста, и отрицательным "скачком" через конденсатор C_д, равным , где C_д – ёмкость дозирующего конденсатора, С_и – ёмкость конденсатора интегратора. Напряжение питания тензомоста U_cd при введённых дополнительных резисторах R_д1 и R_д2 будет определяться выражением

,                              (3.25)

где .

С учетом начальных условий имеем:

,      (3.26)

Под действием напряжения  разбаланса тензомоста, равного  , и напряжения с  резистора R₀, равного, в силу свойств операционного усилителя ОУ1 интегратора, , напряжение на выходе интегратора на интервале от t₀ до t₁, который равен половине периода (T_к/2=t₁–t₀) колебаний выходного сигнала частотного преобразователя, будет увеличиваться до положительного порогового уровня компаратора, равного .

В момент (t₁) равенства порога срабатывания и напряжения на выходе интегратора вновь произойдет смена полярности выходного напряжения.

   При этом напряжение на выходе  интегратора будет равно

           (3.27)

где R_и и R₀ – соответственно сопротивления первого и второго резисторов     интегратора, С_и – ёмкость конденсатора  в цепи отрицательной обратной связи интегратора, T_к – период колебаний выходного сигнала.

Для момента равенства напряжений на выходе интегратора и порогового уровня компаратора справедливо выражение