Перетворювачі напруга – частота

Міністерство освіти і науки, молоді та спорту України

Національний університет "Львівська  політехніка"

_{Інститут комп’ютерних технологій, автоматики та метрології}

 

 

 

 

_{Кафедра КСА}

 

 

 

          

Реферат

з навчальної дисципліни :

“ Перетворювачі форм інформації для систем контролю “

Перетворювачі напруга – частота

 

 

 

 

                                                               Виконав :

студент групи КСАм-14

 

                     Перевірив :

 

                                                       

                                                         

 

 

 

 

 

 

 

Львів - 2012

ЗМІСТ

1. Вступ………………………………………………………………………………3

2. Основні види ПНЧ………………………………………………………………4

3. Огляд та порівняння схем ПНЧ……………………………………………….9

3.1. Найпростіші ПНЧ…………………………...…………...……………………...9

3.2. ПНЧ з підвищеною лінійністю………………………………………………..14

3.3. ПНЧ на таймерах…….……...…………………………………………………17

4. Промислові ПНЧ……………………………………………………………….21

4.1. Не синхронізовані ПНЧ..………………………………………………...…....21

4.2. Синхронізовані ПНЧ….……………………………………………………….23

5. Висновки………………………………………………………………………...25

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

1.Вступ.

Перетворювачі напруга-частота ПНЧ (Voltage-to-Frequency Converters або VFC) є найбільш дешевим засобом перетворення сигналів для багатоканальних систем введення аналогової інформації в ЕОМ, що забезпечує високу завадо захищеність і простоту гальванічної розв'язки. ПНЧ - відмінне рішення для задач вимірювання усереднених параметрів, витрат, а також завдань генерування і модуляції частоти.

ПНЧ відносяться  до класу інтегруючих перетворювачів, тому володіють відповідними достоїнствами : хорошою точністю при мінімальному числі необхідних прецизійних компонентів, низькою вартістю, високою завадостійкістю, малою чутливістю до змін напруги живлення, відсутністю диференціальної нелінійності. ПНЧ перетворюють вхідну напругу в частоту вихідних імпульсів, які можуть передаватися на великі відстані без спотворення інформаційного параметра – частоти. В інтегральних мікросхемах ПНЧ використовується метод інтегрування вхідного сигналу з імпульсною компенсацією заряду інтегруючого конденсатора. Для отримання високої точності і стабільності перетворення, необхідно забезпечити сталість вольт-секундної площі імпульсу зворотного зв'язку. Кращою точністю і стабільністю володіють синхронізовані ПНЧ, в яких тривалість імпульсу зворотного зв'язку стабілізує кварцовий резонатор.

Останнім  часом широкого поширення набули перетворювачі напруги в частоту  на операційних підсилювачах. Такі перетворювачі характеризуються точністю, високою лінійністю, хорошою температурною  стабільністю параметрів і низькою  вартістю. Однією з головних особливостей таких перетворювачів напруги в частоту є здатність здійснювати узгодження між аналоговими і цифровими схемами. Перетворювачі напруги в частоту також можуть бути використані для дистанційного контролю параметрів аналогових схем, вимірювання відношення сигналів, інтегрування і т.д. Такі схеми є основою різних систем управління, генераторів пилоподібних імпульсів, модуляторів.

 

2.Основні види ПНЧ.

Найпростіша схема перетворювача напруги  в частоту (рис. 1.1) містить керований  напругою генератор струму (ГС), що забезпечує лінійний процес заряду конденсатора С до порогової напруги, яка визначається опорною напругою U_ОП. Коли напруга на конденсаторі досягає цього значення, компаратор змінює свій стан і запускає схему формування вихідних імпульсів з одним стійким станом (одновібратор), яка виробляє один імпульс фіксованої тривалості. Одночасно на виході компаратора формується керуючий імпульс, який замикає контакти перемикача S, через які відбувається розряд конденсатора С. Після цього цикл повторюється спочатку. Якщо генератор струму спроектований таким чином, що його вихідний струм i прямо пропорційний вхідній напрузі U_ВХ, то схема являє собою звичайний перетворювач напруги в частоту.

Для напруги  на конденсаторі в будь-який момент часу t (коли перемикач S розімкнений) справедлива наступна рівність : Час, протягом якого напруга U_C досягне порогового значення U_OП, рівний : де k - коефіцієнт пропорційності між вхідною напругою і вихідним струмом ГС.

Рис. 2.1. Схема найпростішого перетворювача напруги в частоту.

 

 

 

Знаючи  τ, можна легко визначити залежність вихідної частоти перетворювача від вхідної напруги :

Потрібно  зауважити, що в дійсності час  розряду конденсатора С має відмінне від нуля постійне для кожної схеми  значення t_P. Це призводить до появи помилки при визначенні частоти f з виразу (2.1), причому ця помилка особливо значна на високих частотах. Дійсно, з урахуванням часу t_P вираз для визначення частоти може бути представлено у вигляді :

Можна показати, що при використанні транзисторного ключа для розряду конденсатора ємністю 100 пФ помилка на частоті f = 20 МГц, внесена часом розряду, близько 10%. Далі будуть розглянуті способи її компенсації при побудові перетворювачів напруги в частоту за описаним методом.

Інший метод  перетворення напруги реалізований у схемі на рис. 2.2.

Рис. 2.2. Перетворювач на інтеграторі.

Рис. 2.3. Форма напруги в різних точках схеми рис. 2.2 (а,б).

Рис. 2.4. Залежність частоти вихідних коливань від амплітуди вхідного сигналу.

 

У цій  схемі використані інтегратор на операційному підсилювачі та перемикаючий біполярний транзистор, включений паралельно інтегруючому конденсатору. Схема працює з вхідною напругою від’ємної полярності і інтегрує її в додатному напрямку до тих пір, поки напруга на конденсаторі не досягне порогового значення. У цей момент спрацьовує компаратор, який повертає інтегратор в вихідний (нульовий) стан за допомогою транзисторного перемикаючого каскаду, що працює в режимі насичення.

Форма напруги  в різних точках схеми показана на рис. 2.3(а,б). Вихідний сигнал інтегратора у вигляді напруги пилоподібної форми (рис. 2.3(а)) надходить на вхід компаратора і перетворюється в послідовність вузьких імпульсів (рис. 2.3(б)), тривалість яких залежить від часу відновлення використовуваного операційного підсилювача і в наведеній схемі дорівнює 0,5 мкс. Протягом цього часу конденсатор С повністю розряджається через транзистор VT. Частота вихідних імпульсів обернено пропорційна нахилу пилоподібної напруги інтегратора і лінійно змінюється зі зміною вхідного сигналу (рис. 2.4).

Для визначення частоти вихідних імпульсів схеми  в залежності від амплітуди напруги  на вході можна використати наступну рівність : де С - інтегруючий конденсатор; R₁ - опір резистора на інвертуючому вході підсилювача; U_ВХ - у вольтах; f - в герцах.

Верхня  межа зміни амплітуди вхідної напруги дорівнює 15 В. При цьому значенні U_ВХ максимальна частота вихідних імпульсів досягає 750 Гц, а точність перетворення – не гірше ± 0,5%. Можна дещо розширити діапазон робочих частот перетворювача, зменшивши номінал конденсатора С, проте це призведе до погіршення лінійності передавальної характеристики.

Для отримання  високої лінійності зміни частоти  вихідного сигналу перетворювача  від вхідної напруги найбільш оптимальним є застосування методу компенсації заряду інтегруючого конденсатора, який реалізований в схемі рис. 2.5. Напруга або струм подаються на вхід операційного інтегратора. Вхідний сигнал інтегратора надходить на прецизійний генератор, імпульси якого управляють ГС.

Рис. 2.5. Перетворювач з підвищеною лінійністю.

Рис. 2.6. “Дельта-сигма” перетворювач.

 

Ці імпульси струму подаються в точку підсумовування вхідного сигналу та сигналу зворотного зв’язку інтегратора з протилежним  вхідному струмові знаком. Частота  імпульсів встановлюється такою, щоб  відбувалася повна компенсація  додатного вхідного струму інтегратора. На виході перетворювача включений формувач імпульсів (буферний підсилювач).

Ще один різновид схеми перетворення напруги в частоту зображений на рис. 2.6 – схема "дельта-сигма" перетворювача. Вона застосовується в тих випадках, коли вихідні імпульси мають бути синхронізовані з тактовими. У цій схемі імпульси струму генеруються D-тригером в ті моменти, коли вихідний сигнал перетворювача є високого рівня і в схему надходять тактові імпульси. Ця схема відрізняється від попередньої тим, що в ній використовуються вхідний струм або напруга від’ємної полярності і генератор імпульсів струму виробляє імпульси протилежної полярності. Вихідні імпульси утворюються в результаті логічної операції І над вихідним сигналом тригера і вхідними тактовими імпульсами. В результаті частота вихідних імпульсів пропорційна вхідній напрузі, і вони синхронізовані з тактовими.

 

 

 

 

 

3.Огляд та порівняння схем ПНЧ.

3.1.Найпростіші ПНЧ.

Якщо  при перетворенні напруги в частоту  не потрібна висока лінійність, можна  використовувати схему на рис. 3.1, побудовану на двох операційних підсилювачах типу 140УД7. У цій схемі підсилювач А1 включений в режимі інтегратора, а підсилювач А2 - в режимі регенеративного компаратора з гістерезисом. Коли вихідна напруга компаратора досягає максимального додатного значення U₁, діод VD зміщений у зворотному напрямку, і напруга на виході А1 лінійно зменшується зі швидкістю, яка визначається амплітудою вхідного додатного сигналу, до тих пір, поки не досягне значення У цей момент компаратор перемикається в інший стан, при якому напруга на його виході дорівнює максимальному від’ємному значенню U₂, діод VD відкривається і вихідна напруга інтегратора швидко наростає до При цьому компаратор повертається в початковий стан і цикл повторюється.

Рис. 3.1. Практична реалізація схеми на рис. 2.1.

 

Так як час  наростання вихідної напруги інтегратора значно менше часу її спадання, який обернено пропорційний амплітуді вхідного сигналу, частота циклів повторення f буде прямо пропорційна вхідній напрузі. Нехтуючи власним часом переключення компаратора, можна записати наступний вираз для визначення частоти вихідних імпульсів (U_ВХ – в вольтах, f – в герцах) :

Насправді, розмах напруги на виході А1 буде дещо більше величини через відмінне від нуля значення часу переключення компаратора, а частота, відповідно – меншою від значення, що визначається за виразом (3.1), причому ця різниця буде особливо значною при великих амплітудах вхідного сигналу.

На рис. 3.2 зображені типові форми напруги на виходах операційного підсилювача для великого вхідного сигналу.

Рис. 3.2. Форма напруги на виходах операційного підсилювача.

 

Як видно, в цьому випадку кінцеві значення часу наростання вихідної напруги інтегратора  і часу переключення компаратора  внесуть істотний внесок в нелінійність залежності частоти генерованих імпульсів від вхідної напруги. При малих напругах U_ВХ, передатна характеристика схеми буде також нелінійною через наявність дрейфу напруги зміщення інтегратора. Тому для розширення нижньої межі зміни вхідної напруги, необхідно включити зовнішній потенціометр для компенсації цього дрейфу на виході інтегратора. З зазначеними на рис. 3.1 номіналами елементів, схема забезпечує лінійність перетворення не гірше ± 1% в діапазоні зміни вхідних напруг 20 мВ ÷ 10 В. При цьому, частота вихідних імпульсів змінюється від 20 Гц до 10 кГц.

Більш складна  схема перетворювача на основі інтегратора, компаратора і перемикача наведена на рис. 3.3. Інтегратор і компаратор зібрані на операційному підсилювачі типу 140УД1, а перемикач – на транзисторі КТ315.

 

Рис. 3.3. Перетворювач напруги в частоту з коефіцієнтом

Перетворення 100 Гц / В.

 

Застосування  підсилювача 140УД1 для побудови інтегратора  пояснюється тим, що він має високу швидкість наростання вихідної напруги, необхідну для швидкого відновлення напруги на виході інтегратора до величини ΔU_ВИХ після досягнення цією напругою порогового значення, обумовленого потенціалом на не інвертуючому вході компаратора. Для якісної роботи перетворювача в широкому діапазоні зміни вхідних напруг на вході інтегратора включена пара узгоджених біполярних транзисторів. При цьому збільшується коефіцієнт підсилення операційного підсилювача (до 30-50 тис.) і зменшуються вхідні струми (до 0,5 мкА). Напруга зміщення нуля вхідних транзисторів усувається зовнішнім балансуванням за допомогою підстроювального резистора R₆.

Оскільки  коефіцієнт підсилення складового підсилювача значно зростає в порівнянні з коефіцієнтом підсилення операційного підсилювача 140УД1, в схему введено два кола частотної компенсації : і . Інтегруючим конденсатором є С₄. Діоди VD1 і VD2 включені в схему для захисту компаратора від перевантажень по входу.

Другий  операційний підсилювач використовується в режимі компаратора напруги. Порогова напруга 4В забезпечується підключенням до не інвертуючого входу А2 резистивного дільника R₁₀, R₁₁ і джерела живлення 6 В. Коли вихідна напруга інтегратора досягає порогового значення, включається компаратор і відкривається транзисторний ключ VT3, що замикає коло додатного зворотного зв’язку компаратора. Емітерний струм насиченого транзистора VT3, приблизно рівний 11 мА, надходить в підсумовуючу точку компаратора, підтримуючи тим самим напругу на не інвертуючому вході на рівні потенціалу землі. При цьому, напруга на виході інтегратора починає швидко спадати (по модулю). Коли потенціал на інвертуючому вході компаратора досягає нуля, компаратор перемикається і закриває транзисторний ключ VT3. Після цього цикл повторюється спочатку.

Резистор R₁₂ включений в схему для обмеження базового струму транзистора VT3; конденсатори С₅ і С₆ прискорюють процес включення – виключення цього транзистора.

Час t₁, протягом якого напруга на виході інтегратора змінюється від 0 до  4 В, визначається постійною часу і приростом амплітуди вхідної напруги ΔU_ВХ :

Час скидання інтегратора :

де ΔU_ВИХ – максимальний розмах напруги на виході інтегратора; I_К - колекторний струм відкритого транзистора VT3; U_П – напруга живлення.

Для ΔU_ВИХ справедливий наступний вираз :

За допомогою виразів (3.2) ÷ (3.3) легко визначити період імпульсів, що генеруються :

Так як в даному випадку справедлива нерівність вираз для визначення частоти вихідних імпульсів можна представити у вигляді : З цього виразу випливає, що схема має лінійну залежність частоти f від вхідної напруги з коефіцієнтом перетворення 100 Гц / В.

У попередніх схемах основний внесок у помилку  перетворення (порушення лінійності залежності частоти вихідних імпульсів  від вхідної напруги) вносив відмінний  від нуля час розряду інтегруючого конденсатора, тобто час скидання інтегратора. Один із способів компенсації цього часу показаний на рис. 3.4. Схема працює з додатними значеннями вхідних напруг. Тут справедливий наступний вираз для частоти проходження вихідних імпульсів : де Т₁ – час інтегрування вхідної напруги інтегратором А1; Т₂ – час скидання інтегратора. Якщо обидва операційні підсилювачі мають незначні напруги зміщення нуля і малі вхідні струми зміщення, умова для скидання інтегратора може бути представлена у вигляді :

де U_C і U_R2 – падіння напруг на конденсаторі С і резисторі R₂ відповідно; U_ОП - опорна напруга.

Рис. 3.4. Схема перетворювача з компенсацією часу скидання інтегратора.

Якщо  опір R₂ вибрати таким, щоб постійна часу дорівнювала часу скидання інтегратора Т₂, то вираз (3.5) набуде вигляду :

Таким чином, частота вихідних імпульсів перетворювача  пропорційна середньому значенню вхідної  напруги U_BX навіть у тому випадку, коли U_BX змінюється з високою швидкістю. Однак при компенсації часу скидання у такий спосіб, слід враховувати той факт, що зміна вхідної напруги за час Т₂ призведе до погіршення параметрів схеми. Тому така компенсація ефективна лише при вхідних керуючих сигналах, що повільно змінюються.

3.2.ПНЧ з підвищеною лінійністю.

Аналіз  найпростіших перетворювачів напруги  в частоту показує, що при побудові схем з високою лінійністю передавальної  характеристики необхідно керуватися такими основними положеннями :

• операційний підсилювач, що використовується в режимі інтегратора, повинен мати великий коефіцієнт підсилення при розімкненому колі зворотного зв’язку і високий вхідний опір;
• верхнє і нижнє значення граничної напруги компаратора повинні залишатися незмінними в процесі роботи схеми, для чого слід застосовувати високо стабілізоване джерело від’ємної напруги живлення та операційний підсилювач з низькою вхідною напругою зміщення та малим дрейфом;
• швидкість наростання вихідної напруги інтегратора має бути досить високою, щоб забезпечити  малий час розряду інтегруючого конденсатора. Слід зазначити, що виконання останньої рекомендації найбільш важливо, оскільки час скидання вносить максимальний внесок у точність перетворювача.

Розглянемо  кілька практичних схем перетворювачів напруги в частоту з високою  лінійністю та виконаємо їх короткий аналіз. Особливість схеми перетворювача, зображеного на рис. 3.5(а), полягає в тому, що часи заряду і розряду інтегруючого конденсатора С₁ в схемі рівні; це забезпечує симетричність вихідних імпульсів і дозволяє в певних межах компенсувати час включення транзистора VT1, колекторний струм якого розряджає цей конденсатор.

Рис. 3.5. Перетворювачі з лінійністю передатною характеристикою

0,1% (а) і  0,2% (б)

 

Для того щоб часи наростання і спаду напруги  на виході інтегратора були рівні  між собою, необхідно виконання  умови Однак у цьому виразі не враховано відмінне від нуля значення часу затримки включення транзистора VT1, яке може істотно порушити симетрію вихідних імпульсів верхньої межі робочого діапазону частот перетворювача (в даному випадку 100 кГц). Крім того, на таких частотах час затримки значно погіршить лінійність перетворення.

Для компенсації  впливу транзистора VT1 на лінійність передатної характеристики в схемі використане  фазозсуваюче коло ввімкнене між інтегратором та компаратором напруги. На низьких частотах (при малих вхідних напругах) впливом конденсатора С₂ на вихідний сигнал можна знехтувати, і фазозсуваюче коло працює як звичайний резисторний дільник. З підвищенням робочої частоти опір конденсатора зменшується, і велика частина вихідної напруги інтегратора надходить на вхід компаратора, викликаючи тим самим більш раннє перемикання останнього. При правильному виборі номіналів цього кола, затримка включення транзистора VT1 може бути повністю скомпенсована. Використання транзистора VT1 в інверсному режимі також сприяє підвищенню якості перетворення, оскільки при такому включенні зменшується падіння напруги колектор-емітер транзистора в насиченому стані.

Запропонована схема має хороші температурні характеристики, тому що додатний температурний коефіцієнт по напрузі стабілітронів компенсує негативний коефіцієнт прямо зміщених р-n-переходів транзистора. З номіналами елементів, зазначеними на рис. 3.5(а), при зміні вхідної напруги від 0 до 10 В частота вихідних імпульсів змінюється від 0 до 40 кГц (лінійність залишається в межах 0,1%). Слід зазначити, що для досягнення такої лінійності необхідно, щоб внутрішній опір джерела сигналу залишався досить малим у порівнянні з опорами R₁ і R₃ у всьому діапазоні частот (0 ÷ 40 кГц). Висока точність і великий динамічний діапазон робочих частот схеми дозволяють виконувати з її допомогою високоякісні аналого-цифрові перетворення і будувати на її основі прецизійні, керовані напругою генератори пилоподібних коливань.

Ще одна схема перетворювача напруги  в частоту з лінійністю передавальної  характеристики краще ± 0,2% при зміні  вхідного сигналу від 0 до 10 В показана на рис. 3.5(б). У цій схемі для скидання інтегратора застосовується звичайний чотиришаровий діод. Схема генерує як імпульсну U_ВИХ1 так і пилоподібну U_ВИХ2 напруги.

При інтегруванні вхідної напруги операційним  підсилювачем, резистором R₁ і конденсатором С₁ напруга на виході А1 лінійно наростає з нахилом Коли ця напруга перевищує напругу відкривання діода U_ВІД, останній перемикається в стан з низьким опором. При цьому конденсатор С₁ розряджається до тих пір, поки напруга на ньому не зменшиться до напруги відновлення діода. Після цього відновлюється початковий стан VD, і цикл відновлюється. В результаті перемикання діода, на його аноді виникає імпульсний сигнал, який надходить на вихід. Частота вихідної пилоподібної напруги приблизно дорівнює :

При використанні конденсатора ємністю до 1 мкФ лінійність характеристики перетворення підвищується, проте при цьому зменшується  максимальна частота вихідного  сигналу. Схема нормально працює на частотах до 5 кГц; подальше збільшення частоти обмежено швидкістю наростання вихідної напруги операційного підсилювача. Опір резистора R₁ вибирається таким, щоб вхідний струм підсилювача не перевищував 10 мкА; в цьому випадку усуваються помилки, обумовлені струмом витоку діода.

3.3. ПНЧ на таймерах.

Часто при  перетворенні напруги в частоту  необхідний більший діапазон зміни частоти вихідних імпульсів, ніж можуть забезпечити розглянуті раніше схеми. Перетворювачі зі зміною частоти в межах 2 – 4 декади реалізують на інтегральних таймерах.

При під'єднанні таймера за схемою самозбудження мультивібратора (рис. 3.6(а)) можна отримати лінійний перетворювач напруги в частоту, яка змінюється від 10 Гц до 10 кГц, причому цей діапазон може бути легко зміщений в будь-яку сторону заміною одного з елементів схеми. Вхідна керуюча напруга створює струм, який лінійно заряджає часозадаючий конденсатор С, так що із збільшенням U_BX лінійно зростає частота вихідних імпульсів. Напруга на конденсаторі визначається виразом де I – струм зарядки конденсатора. Зарядка триває до тих пір, поки напруга на конденсаторі не досягне величини при цьому час заряду У цей момент конденсатор швидко розряджається до напруги через опір колектор-емітер відкритого транзисторного ключа в таймері А2 типу 106ВІ1. Час розряду

Схема розраховується таким чином, щоб виконувалася умова  тому період коливань мультивібратора Т вельми близький до U, а частота коливань

Операційний підсилювач 140УД7 і транзистор VT3 утворюють  джерело струму, що залежить від  керуючої напруги.

Рис. 3.6. Застосування таймера в схемі перетворювача напруги в частоту (а) і залежність частоти та її похибки від вхідної напруги (б).

 

У ньому  Для того щоб джерело вхідної напруги U_ВХ можна було заземляти, зарядка конденсатора фактично здійснюється струмом I, що надходить від джерел струму (транзистори VT1, VT2 і VT4), що є “дзеркальним відображенням” джерела струму на транзисторі VT3; при цьому I = I₁. Транзистор VT4 включений за модифікованою каскадної схемою, завдяки чому джерело струму володіє підвищеним вихідним опором, так що рівність струмів I = I₁ дотримується краще. З урахуванням цього :

При максимальному  вхідному керуючому сигналі 10 В і  номіналах елементів, зазначених на рис. 3,6(a), струм зарядки легко можна регулювати від 10 мкА до 1 мА; при цьому вихідна частота де f – в герцах, U_ВХ – в    

вольтах.

На рис. 3.6(б) наведені експериментальні залежності частоти та її похибки від керуючої напруги. На верхній межі частотного діапазону (близько 10 кГц) починає позначатися час розряду t₂, який фактично не дорівнює нулю, і частота стає меншою від розрахованого значення. На низькій частоті (близько 100 Гц) коефіцієнти підсилення транзисторів падають, а струми зміщення компаратора знижують коефіцієнт перетворення напруги в струм, при цьому частота виявляється меншою обчисленого за формулою (3.6) значення. Останнє явище можна частково усунути регулюванням напруги зміщення операційного підсилювача. Для роботи на більш високих частотах (до 100 кГц) краще зменшувати ємність С (до 0,002 мкФ) ніж опір R₃. Нехтування цією рекомендацією призведе до підвищення похибки на високих частотах за рахунок збільшення відношення

Наведена  на рис. 3.7 схема також побудована на таймері, але має діапазон зміни частоти вихідних імпульсів від 0 до 10 кГц. При подачі від’ємної напруги від 0 до 10 В на вхід підсилювача, включеного в режимі інтегратора, його вихідна напруга починає лінійно збільшуватися до тих пір, поки не досягне У цей момент запускається таймер і напруга на його контактах 3 і 7 стає близькою до нуля. Включається польовий транзистор VT1, який швидко розряджає інтегруючий конденсатор С₁. Так як час розряду сталий (не залежить від вхідної напруги), лінійність перетворювача на високій частоті буде обмежена. Для компенсації впливу часу розряду конденсатора в схемі використовується RС-ланка, що складається з резистора R₅ та конденсатора С_З і забезпечує залежну від частоти перетворювача затримку включення таймера по входу 2.

Рис. 3.7. ПНЧ на таймері 1006ВІ1з частотою вихідних імпульсів від 0 до 10 кГц.

Коли  напруга на цьому вході стає рівною відбувається скидання таймера, при якому напруги на його виходах досягають максимального значення. Транзистор VT1 вимикається, й починається наступний цикл.

Так як час  скидання перетворювача близько 1 мкс, то в діапазоні 0-10 кГц нелінійність передаточної характеристики – не гірше 0,2%. Якщо знехтувати часом скидання перетворювача, частоту вихідних імпульсів можна обчислити за наступним виразом :

Для досягнення гарної температурної стабільності, слід використовувати конденсатор С₁ полістирольного типу. Регулювання нуля в схемі забезпечується змінним резистором R₃. У найгіршому випадку, при температурі +20 ° C, напруга зміщення на вході операційного підсилювача дорівнює 1,2 мВ, що відповідає зсуву частоти вихідних імпульсів перетворювача на 1,2 Гц.