Основы построения тракта приема и фильтрации радиолокационных сигналов в местах радиолокации

1.      ОСНОВЫ ПОСТРОЕНИЯ ТРАКТА ПРИЕМА И ФИЛЬТРАЦИИ РАДИОЛОКАЦИОННЫХ СИГНАЛОВ В МРЛ

Тракт приема и фильтрации является составной частью обнаружителя радиолокационных сигналов. Оптимальный обнаружитель обеспечивает наибольшую дальность обнаружения цели при заданных значениях вероятностей правильного обнаружения и ложной тревоги. Структурная схема оптимального обнаружителя показана на рисунке 1.1.

Рисунок 1.1-Структурная схема оптимального обнаружителя

Отраженный от цели сигнал подается на вход оптимального фильтра одиночного импульса (ОФОИ), который формирует на своем выходе корреляционные интегралы Zi. Когерентный накопитель осуществляет когерентное суммирование Zi в пределах всей пачки импульсов. В пороговом устройстве результат накопления сравнивается с порогом. Если ∑ Zi окажется больше порога, то принимается решение о наличии цели, в противном случае - об отсутствии ее. Однокаскадные генераторы СВЧ современных РЛС формируют последовательность радиоимпульсов со случайной начальной фазой, которая является некогерентной. Однако обработку пачки отраженных импульсов можно при этом сделать когерентной. Для этого нужно случайную начальную фазу каждого излученного импульса запомнить с помощью специального когерентного гетеродина, а затем путем преобразования частоты либо фазового детектирования исключать ее из фазы отраженного импульса. После этого возможно когерентное накопление . Таким образом, когерентный накопитель в современных РЛС принципиально реализуем.

Как следует из рисунка 1.1, когерентный накопитель производит когерентное суммирование оптимально обработанных импульсов, поступающих от каждой цели. При этом для каждого значения радиальной скорости цели число узкополосных фильтров определяется при простом зондирующем сигнале скважностью сигнала.

Q=Tn ∕ iu              (1.1)

Радиальная скорость цели (или доплеровская частота отраженного от нее сигнала) также заранее неизвестна. Поэтому когерентный накопитель должен быть многоканальным по скорости. Количество каналов по скорости должно быть примерно равно количеству импульсов в отраженной пачке. Общее

количество узкополосных фильтров когерентного накопителя равно        

При N=10, T=3×10-3 с, τu=1мкс это составит 3×104 каналов. Когерентный накопитель является сложным и громоздким устройством. Поэтому в настоящее время он применения пока не нашел. Вместо него применяется некогерентный накопитель. Структурная схема обнаружителя при этом принимает вид, показанный на рисунке 1.2. Такой обнаружитель называют квазиоптимальным. Достоинством его является простота технической реализации. В то же время эффективность его близка к эффективности оптимального обнаружителя, поскольку потери в отношении сигнал/шум из-за неполной оптимальности равны лишь потерям на некогерентное накопление.

                                                                                                                                                                  ДА

                                                                                                                                                                 НЕТ

Рисунок 1.2- Структурная схема квазиоптимального обнаружителя

В качестве накопителя используется электронно-лучевой индикатор, экран которого обладает достаточно длительным послесвечением. Таким индикатором чаще всего бывают индикаторы кругового обзора (ИКО).

Задача формирования модульного значения корреляционного интеграла возлагается на приемник с амплитудным детектором (рисунок 1.3).

     y(t)                                 Zi                                           ∑‌‌‌‌ Zi‌

                                                                                                                               ДА

Рисунок 1.3-Структурная схема приемника с амплитудным детектором

Сравнение результата накопления с порогом производит оператор, он же принимает решение о наличии или отсутствии цели. Обычным режимом работы РЛС нужно считать работу в условиях воздействия на нее различного рода помех. Если задачу синтеза квазиоптимального обнаружителя решить с учетом этого факта, то окажется, что такой обнаружитель должен содержать еще и устройства помехозащиты,

‌‌‌‌Zi‌

∑‌‌‌‌ Zi‌

Zi

y(t)

В состав тракта приема и фильтрации сигналов входят приемник и устройства защиты от помех, а также антенна и часть фидерной системы, участвующая в канализации энергии принятых сигналов от антенны к приемнику.

1.1 Синтез структурной схемы оптимального приемника

Оптимальный приемник должен формировать модульное значение корреляционного интеграла одиночного импульса. Исходя из этого и решается задача синтеза.

Пусть ожидаемый импульс в пределах его длительности можно записать в виде

x(t)=X(t)cos[ω0t+γ(t)]                                    (1.2)

Входящие в (1.2) величины всегда можно представить следующими выражениями:

х(t)= х1(t)х2(t) например, х1(t)=1; х2(t)=х(t); ω 0 = ω1+ω2; γ(t)= γ1(t)+γ2(t)

Используем этот прием и введем функции

x1(t)=X1(t)соs[ω1t+γ1(t)];                                       (1.3)

x2(t)=Х2(t)сos[ω2t+γ2(t)].              (1.4)

Произведение этих функций с точностью до слагаемого разностной (так называемой, зеркальной) частоты ω1-ω2 и несущественного множителя 0.5 дает функцию (1.2), описывающую ожидаемый импульс

x1(t)х2(t)=0.5Х1(t)Х2(t)соs[ω0(t)+ γ(t)]+0.5Х1(t)Х2(t)соs[(ω1-ω2)t+γ1(t)- γ2(t)] (1.4)

Допустим, что слагаемые в правой части (1.4) имеют неперекры- вающие спектры (на практике это выполняется соответствующим выбором частот ω1 и ω2). Тогда колебания х(t) можно получить путем фильтрации произведения x1(t)х2(t) с помощью фильтра, который не искажает колебания в полосе частот первого слагаемого (1.4) и подавляет спектральные составляющие вне этой полосы (в том числе и по зеркальному каналу).

Пусть импульсная характеристика такого фильтра описывается функцией

                                                     V(t)=2х3(t-t0),                                           (1.5)

где t0 характеризует время задержки сигналов в фильтре, а коэффициент 2 компенсирует действие множителя 0.5 в выражении (1.4)

Тогда ожидаемый импульс можно представить в виде

                                                                                                                                                                                           ∞

                                    x(t)=2 x(t) = 2 ∫ x1 (s) x2(s)x3 (t- t0- s )ds.                              (1.6)

Обозначим функцию, описывающую принятый импульс, y(t) и с учетом (1.6) запишем выражение для модульного значения корреляционного интеграла

                                   │zi│=│∫ y(t)2 ∫ x1 (s) x2 (s) x3(t- t0- s )dsdt│=             

                                    =│∫ x1 (s) x2 (s) [ 2 ∫ y(t) x3(t- t0- s )dt]  ds │=              (1.7)

                                    = │∫ x1 (s) y2 (s) x2 (s)ds│= ∫ y2 (s) x2 (s)ds

где     y2 (s) = y1(s) x1 (s),

          y1(s) = 2 ∫ y(t) x3(t- t0- s )dt.

Вычисление корреляционного интеграла (1.7) можно произвести в следующем порядке:

1)     Вычисляется y1(s);

2)     Вычисляется у2 (s);

оо

3)     Вычисляется корреляционный интеграл zi= ∫   y2(s)x2(s)ds;

-оо

4)     Вычисляется модульное значение этого интеграла.

Первая операция может быть реализована с помощью фильтра, вторая-с помощью умножителя, третья- также с помощью фильтра, четвертая- путем детектирования. В частном случае, если положить

ω2 = ωпр ;  ω1 = ω0 - ωпр ;

Х2(t)=Х(t); Х,(t)=1;       γ2(t)=γ(t) ; γ1(t)=0,  

то указанные операции сводятся к следующему (рис. 1.4):

1.Фильтрация колебаний высокой частоты с помощью входной цепи и УВЧ, импульсная характеристика которых описывается выражением (1.5).

2.Преобразование частоты сигнала с помощью гетеродина, частота колебаний которого ω1 = ω0 - ωпр, амплитуда и фаза не модулированы.

3.Фильтрация сигнала с помощью согласованного УПЧ.

4.Детектирование с помощью линейного детектора.

Рисунок 1.4-Структурная схема вычисления корреляционного интеграла

Таким образом, рассмотренный вариант оптимальной обработки импульса соответствует обычному супергетеродинному приемнику при условии, что амплитудно-частотная характеристика его УПЧ согласована со спектром импульса, ожидаемого на выходе преобразователя частоты. В отличие от когерентного гетеродина гетеродин приемника принято называть местным.

В современных РЛС в качестве зондирующих импульсов применяются в основном близкие к прямоугольным импульсы без внутриимпульсной модуляции. Принципиально фильтр, согласованный с таким импульсом, технически реализуем. Однако с учетом требований к стабильности параметров фильтра он оказывается сравнительно сложным устройством. По этой причине в УПЧ применяются квазиоптимальные фильтры, очень простые по устройству и мало отличающие от оптимальных по эффектив­ности.

Примером квазиоптимального фильтра может служить полосовой фильтр со специально подобранной шириной пропускания. Фильтр с амплитудно-частотной характеристикой, близкой по форме к прямоугольной, оптимизируется при П τи= 1.37 (где П-ширина полосы пропускания) и дает для рассматриваемого импульса проигрыш в отношении сигнал/шум всего 0.8дБ.

В РЛС широкое применение нашли наиболее простые фильтры с колокольной амплитудно-частотной характеристикой (АЧХ), которые при оптимальном выборе их полосы пропускания дают еще меньший проигрыш.

Одной из возможных технических реализаций фильтра с колокольной АЧХ является многокаскадный резонансный усилитель, настроенный в резонанс на несущую частоту импульса.

Оптимальным фильтром при выполнении некоторых условий могут быть приемники других типов, несупергетеродинные. Достоинством супергетеродинных приемников является их высокая чувствительность. Поэтому в современных РЛС кругового обзора применяются только такие приемники.

1.2 Влияние технических параметров приемника на характеристики

МРЛ

Основными техническими параметрами приемника являются:           коэффициент шума;

полоса пропускания;

динамический диапазон;

коэффициент усиления.

Первые два параметра определяют чувствительность приемника Рпр.мин=kТШПпр. Влияние чувствительности приемника на дальность обнаружения РЛС известно из уравнения радиолокации. Чем меньше коэффициент шума приемника, тем больше дальность обнаружения РЛС. Такой же вывод относительно ширины полосы пропускания приемника Ппр был бы ошибочным. Отношение сигнал/шум на выходе приемника зависит от Ппр не монотонно. Эта зависимость качественно показана на рисунке 1.5. Максимальное значение отношения сигнал/шум имеет место при оптимальной ширине полосы пропускания приемника Попт.

                          с/ш

П опт

Рисунок 1.5-Зависимость отношения сигнал/шум приемника от Ппр

При уменьшении Ппр мощность шума на выходе приемника уменьшается, однако мощность сигнала также уменьшается, поскольку все большая часть его спектральных составляющих оказывается вне полосы пропускания приемника. Отношение сигнал/шум при этом уменьшается.

При увеличении Ппр мощность сигнала на выходе приемника увеличивается незначительно, так как в полосу пропускания приемника дополнительно попадают боковые лепестки спектра сигнала, уровень которых мал. Мощность же шума продолжает расти так же быстро, как и ранее, поскольку его спектральная плотность является постоянной величиной. В результате отношение сигнал/шум на выходе приемника опять уменыпается.В связи с этим в приемниках РЛС выбирают Ппр близкой к Попт.

Из-за ограничения сигналов, наступающего вследствие насыщения приемника, напряжение на его выходе не может быть больше некоторой максимальной величины.

Отношение максимально возможной амплитуды выходного сигнала при отсутствии ограничения к уровню собственного шума на выходе приемника называют его динамическим диапазоном.

Ограничение сигналов в приемнике отрицательно сказывается на помехозащищенности РЛС. При наличии достаточно мощной помехи полезный сигнал в результате ограничения может быть полностью подавлен. Очевидно, что чем шире динамический диапазон приемника, тем выше помехозащищенность радиолокационной станции.

Коэффициент усиления приемника не влияет на качественные показатели обнаружителя. Объясняется это тем, что изменение коэффициента усиления одинаково сказывается на амплитудах и полезного и мешающего сигналов и не приводит к изменению отношения сигнал/помеха. Однако это справедливо лишь при линейной обработке сигналов. Если же коэффициент усиления выбран так, что в приемнике наступает ограничение, то, как видно из рисунка 1.6, помехозащищенность РЛС резко падает. Минимальное значение коэффициента усиления приемника определяется чувствительностью индикатора.

Нестабильности параметров приемника уменьшают коэффициент корреляции пассивной помехи и снижают тем самым качество ее компенсации. Произведем оценку влияния нестабильности некоторых параметров приемника.

А. Влияние нестабильности частоты местного гетеродина.

Из-за отклонения частоты местного гетеродина от номинального значения происходит дополнительный набег фазы его колебаний

θмг = 2πΔfмгtн ,                                          (1.8)

где Δfмг -случайное отклонение частоты местного гетеродина;

tн-время, в течение которого происходит дополнительный набег фазы.

В РЛС с различными видами когерентности величина tн принимает различное значение.

Дополнительный набег фазы колебаний местного гетеродина приводит к тому, что вычитающиеся импульсы пассивной помехи оказываются сдвинутыми по фазе один относительно другого на угол θмг. Остаток вычитания будет равен

ΔU= Usin θмг                       (1.9)

При хорошей компенсации пассивной помехи угол θмг мал, так что последнее выражение можно записать в виде приближенного равенства

                                              ΔU ≈ Uθмг                                                                        (1.10)                                                                                         

Разделим обе части этого равенства на и и возведем их в квадрат. Затем, усреднив, получим соотношение для среднего относительного квадрата остатков помехи

                     ΔU2/U2=σ2 θмг                                                             (1.11)                                                                                 

где σθмг -среднеквадратическое значение флюктуаций фазы колебаний

местного гетеродина.

Б. Влияние нестабильности частоты когерентного гетеродина

При обнаружении сигналов на фоне пассивных помех, как известно, вместо амплитудного детектора применяется фазовый детектор. Опорное напряжение для фазового детектора формирует когерентный гетеродин.

Такая перестройка схемы обработки позволяет преобразовать некогерентную пачку отраженных импульсов в когерентную путем исключения случайной начальной фазы зондирующих импульсов.

Поскольку выходное напряжение фазового детектора зависит от разности фаз входного и опорного колебаний когерентного гетеродина эквивалентны флюктуациям фазы входного напряжения, то есть напряжения помехи. Следовательно, влияние нестабильности частоты когерентного гетеродина аналогично влиянию нестабильности частоты местного гетеродина. Обозначая σθмг - среднеквадратическое значение флюктуаций

фазы колебаний когерентного гетеродина, запишем

ΔU2/U2= σ2θмг                                 (1.12)

В. Влияние нестабильностей коэффициента усиления приемника и времени задержки сигналов

Пусть в результате флюктуаций коэффициента усиления приемника вычитающиеся импульсы на входе устройства компенсации имеют амплитуды KUвх и (К + ΔК)Uвх. Относительная величина остатка будет равна

                ΔU/U=(K+ΔK)Uвх -kUвх /kUвх = ΔK/K             (1.13) 

После возведения в квадрат и усреднения получим

                                   ΔU2/U2 = σ2k/K2                                              (1.14)          

где σk -среднеквадратическое значение флюктуаций коэффициента усиления.

Флюктуации времени задержки сигналов будут сказываться на компенсации пассивной помехи так же, как нестабильность периода повторения зондирующих импульсов. Поэтому запишем

                ΔU2/U2=πσt2 /τu2                                                                             (1.15)                    

где, σt -среднеквадратическое значение флюктуаций времени задержки сигналов.

Полученные соотношения позволяют предъявить требования к стабильности параметров приемного тракта с точки зрения обеспечения заданной помехозащищенности РЛС от пассивных помех.

1.3 Требования, предъявляемые к приемнику

Требования к приемнику обосновываются исходя из следующих соображений: приемник должен вычислять модульное значение корреля­ционного интеграла Zi, что с учетом некогерентного накопления в индикаторном устройстве обеспечит квазиоптимальную обработку отраженных сигналов.

Чувствительность приемника должна быть достаточно высокой для обеспечения требуемого энергетического потенциала станции. Динамический диапазон и стабильность параметров приемника должны обеспечивать требуемую помехозащищенность РЛС. Коэффициент усиления приемника должен быть достаточным для обеспечения хорошей наблюдае­мости сигналов на экранах индикаторного устройства.

2. УСТРОЙСТВА ЗАЩИТЫ МРЛ ОТ ПОМЕХ

Необходимым условием высокой помехозащищенности является достаточно широкий динамический диапазон ее приемного тракта. Известно, что для расширения динамического диапазона приемника могут применяться логарифмические усилители и системы автоматической регулировки усиления (АРУ).

Одним из существенных недостатков логарифмических усилителей является зависимость времени задержки сигнала от его амплитуды [1,2]. Это явление приводит к дополнительной декорреляции пассивной помехи в каскадах приемника и уменьшает помехозащищенность станции. Наличие указанного недостатка препятствует применению логарифмических усилителей в приемниках РЛС кругового обзора. Для расширения динамического диапазона приемников этих РЛС применяются в основном системы АРУ.

2.1 Построение системы автоматической регулировки усиления

приемника

Структурная схема системы АРУ показана на рисунке 2.1. При увеличении напряжения помехи на выходе УПЧ увеличивается регулирующее напряжение на выходе детектора АРУ. Это напряжение после усиления и фильтрации подается на управляющую сетку лампы УПЧ. Рабочая точка лампы сдвигается влево (регулирующее напряжение имеет отрицательную полярность), в область меньшей крутизны анодно-сеточной характеристики, в результате чего коэффициент усиления УПЧ уменьшается и ограничение сигналов не наступает.

Рисунок 2.1-Структурная схема системы АРУ

       Для обоснования некоторых требований к              АРУ рассмотрим ее

основные динамические свойства. Напряжение на              выходе УПЧ с АРУ запишем в виде

Uвых(t)=КUвх(t),                                     (2.1)

где К-коэффициент усиления УПЧ, являющийся функцией регулирующего напряжения Up(t)

Будем для простоты считать, что в цепи АРУ включен однозвенный ЯС - фильтр, а детектор АРУ является линейным. В этом случае

  Up (t)=( β/TД+1 )Uвх(t)                                                             (2.2)                                                                                            

где Д= d/dt оператор дифференцирования;

           T=RC- постоянная времени фильтра;

                              β- коэффициент усиления ветви обратной связи (от точки 1 до точки 2 на рисунке 2.1).

          Зависимость коэффициента усиления от регулирующего напряжения аппроксимируют прямой линией (рис.2.2).

K = K0 (1 - Up /Uрм)  =  K0 – αUP                                                    (2.3)      

где К0 -коэффициент усиления УПЧ при Uр = 0',

      Uрм -регулирующее напряжение, при котором коэффициент усиления УПЧ обращается в нуль;

α =   K0 /Uрм- крутизна регулировочной характеристики УПЧ.

Рисунок 2.2-Зависимость коэффициента усиления от регулирующего напряжения

Подставляя выражения (2.3) и (2.2) в (2.1), получим уравнение, описывающее процессы в системе АРУ

В установившемся режиме (при t→ ∞) напряжение на выходе УПЧ будет равно

Uвых(t)=K0/1+β*Un              (2.4)

Коэффициент усиления УПЧ в установившемся режиме

                       K=Uвых(t)/Un=K0/1+β=K0/1+αβUn                                   (2.5)                                                    

Тем меньше, чем больше амплитуда помехи. Это, как уже отмечалось, позволяет избежать ограничения в каскадах УПЧ в более широком диапазоне амплитуд входного напряжения.

Рассмотрим теперь прохождение полезного сигнала через УПЧ с АРУ.  Начиная с момента t = t1, уравнение системы имеет вид

                                       T(dUвых(t)/dt)+(1+αβUсп)Uвых(t)=K0 Uсп              (2.6)

Решением этого уравнения является функция

Uвых(t)=U0+U1exp{t-t1/τ1}                (2.7)

где   U0=K0/1+αβUcn ( значение   U0 нетрудно получить из (2.8) при t→ ∞);

Поскольку Uсп ≈ Un то будем считать τ1 ≈ τ .

Величину U1, найдем из начальных условий. В момент времени t=t1 переходные процессы в системе АРУ еще не начались, следовательно,

                      T×dUвых(t)/dt+Uвых(е)[1+αβUвх]=K0Uвх(t)                                                   (2.8)                

Предположим, что на вход приемника с момента времени t = t0 воздействует немодулированная помеха с амплитудой Un. В некоторый момент t1  ≥ t0 приходит полезный сигнал с амплитудой Uс. Для упрощения будем считать, что между помехой и сигналом отсутствует интерференция и происходит арифметическое сложение их огибающих. Эти условия эквивалентны тому, что в момент t0 на АРУ подано возмущающее воздействие типа скачка величиной Un а в момент возмущение увеличивается до величины Uсп= Un +Uс.

Уравнение системы АРУ при возмущении типа скачка превращается в неоднородное дифференциальное уравнение первого порядка с постоянными коэффициентами.Решение его при нулевых начальных условиях имеет вид

                           Uвых(t)=K0Un×(1+αβUnexp{-(αβUn/T)})                               (2.9)                

где β = αβUn - эквивалентный коэффициент усиления ветви АРУ;

                                   эквивалентная постоянная времени системы АРУ.

Заметим, что длительность переходного процесса АРУ, определяемая эквивалентной постоянной времени τ, зависит от амплитуды помехи. Это обстоятельство является недостатком системы.

коэффициент усиления УПЧ определяется выражением (2.7). На входе УПЧ действует напряжение Uсп. Тогда напряжение на его выходе будет равно