Ирина Эланс

Автор который поможет с любыми образовательными и учебными заданиями

Електричний розрахунок вхідного кола на магнітній антені

Зміст

Вступ______________________________________________________________

1 Розрахунок структурної схеми радіоприймача______________________________

1.1 Розподіл частотних спотворень між трактами радіоприймача________________

1.2 Розподіл нелінійних спотворень між трактами радіоприймача________________

1.3 Розрахунок структурної схеми ПЗЧ _____________________________________

Визначення смуги пропускання високочастотного тракту радіоприймача______

1.5 Вибір проміжної частоти радіоприймача______________________________

1.6 Розбивка діапазону робочих частот на піддіапазони________________________

1.7 Вибір мікросхеми радіотракту приймача__________________________________

1.8 Визначення типу і числа вибірних систем тракту проміжної частоти__________

1.9 Розрахунок кількості каскадів радіотракту і вибір типів його каскадів_________

1.10 Вибір регульованих ланок АРП радіоприймача, розрахунок виконання заданої ефективності_____________________________________________________

1.11 Вибір схеми АПЧГ___________________________________________________

2 Електричний розрахунок вхідного кола на магнітній антені___________________

3 Аналіз виконання технічного завдання ____________________________________

Список використаної літератури__________________________________________

Вступ

Ми живемо у двадцять першому столітті. Поки що невідомо, що нового чекає нас в свiтi електроніки, який розвивається дуже швидко i бурхливо, але можна тільки собі уявити, що буде далі. Адже, буквально за одне лише минуле століття електроніка, можна сказати, здобула свій величезний розвиток. Починаючи вiд радіо, винайденого О.Поповим в 1895 році i завершуючи надсучасними цифровими засобами i системами зв’язку та комп’ютерним обладнанням, яке зараз навіть перевищує уяву людини.

На даний час електронні пристрої набули такого поширення, що ми навіть не уявляємо собі без них життя. А згадаємо, як все починалося перші електронні вироби були повністю побудовані на електронних лампах, тому мали великі габарити, вагу, споживання електроенергії. Згодом на заміну електронним лампам прийшли транзистори, які винайшли у 1948 році. Завдяки цьому, всі електронні вироби стали набагато менші за габаритами, стали переносними i потребували невелику напругу живлення. На заміну транзисторам, в свою чергу прийшли мікросхеми, які ще набагато зменшили габарити приладів та їх енергоспоживання. Мікросхеми також розвивалися i вдосконалювалися, появилися великі iнтегральнi схеми (ВIС) та надвеликі iнтегральнi схеми (НВIС), які широко застосовуються в сучасних електронних пристроях. Зараз неможливо собі уявити сучасного телевізора, магнітофона, телефону без вмонтованого в ньому всередині макропроцесора. Електронні прилади поступово витісняють усе, навіть стають частково заміняти людину.

В залежності від схемотехнічного рішення високочастотного тракту, радіоприймачі діляться на два основні типи: приймачі прямого підсилення та приймачі супергетеродинного типу.

Найбільш поширенішим є радіоприймач супергетеродинного типу, тому розглянемо його структурну схему та розглянемо призначення його основних блоків.

Рисунок 1 - Структурна схема радіоприймача супергетеродина з однократним перетворенням частоти.

1 — вхідний ланцюг; 2 — підсилювач радіочастоти; 3 — змішувач; 4 — гетеродин; 5 — підсилювач проміжної частоти; 6 — детектор; 7 — підсилювач низької (звуковий) частоти; 8 — крайовий пристрій (наприклад, гучномовець); f з , f r , f п , f нч — частоти, відповідно, сигналу, гетеродина, проміжна і звукова; Ан —антенна.

Гетеродин-це малопотужний автогенератор. На вхід ЗЧ подається напруга з частотою і гетеродина . В схемі радіоприймача з однократним перетворенням частоти ( рис.1 ) сигнал, що приймається, з частотою f з після вхідної ланцюга і підсилювача радіочастоти поступає на змішувач перетворювача частоти, на який подаються також коливання від гетеродина з частотою f r . Отриманий в результаті перетворення сигнал з так званою проміжною частотою f п , рівної різниці частот fз і f г, посилюється підсилювачем проміжної частоти (УПЧ) і детектується.

Важливою гідністю радіоприймача є те, що в ньому не потрібно перебудовувати УПЧ, оскільки при будь-якій частоті сигналу, що приймається, можна встановити таку частоту гетеродина, щоб f п була незмінною. Тому вона проста в налаштуванні; у нім досить набудувати контури вхідної ланцюга, підсилювача радіочастоти і гетеродина. Так_как УПЧ не перебудовується, в нім нескладно застосувати багатоконтурні електричні фільтри (і тим самим забезпечити високу селективність по сусідньому каналу зв'язки), а також отримати необхідне посилення сигналу і здійснити автоматичне підстроювання частоти і автоматичне регулювання посилення.

Недоліком схеми радіоприймача є виникнення побічних каналів прийому при перетворенні частоти. До них відноситься, зокрема дзеркальний (симетричний) канал, віддалений по частоті від каналу радіосигналу, що приймається, на 2 f п і розташований симетрично йому відносно f r . По побічних каналах можуть проходіть перешкоди радіоприйому, зухвалі інтерференційні спотворення сигналу (що виявляються при слуховому прийомі у вигляді свистів). Засоби боротьби з шкідливими проявами побічних каналів: підвищення селективності ВЧ(висока частота) тракту С. р., вибір проміжної частоти поза діапазоном частот, що приймаються, і ін.

Стрибком в розвитку зв’язку була поява системи радіозв’язку, в якій передача повідомлень проводилась голосом. Цей вид зв’язку і те-пер має широке застосування Однак, перші радіоприймачі в цій сис-темі були приймачами прямого підсилення, які не дозволяли получити високу якість приймальної інформації, тому поява супергетеродинних радіоприймачів була рішучим кроком вперед.

В супергетеродинному приймачі радіосигнал прийнятий і підсилений преселектором, перетворюється перетворювачем частоти в проміжну частоту, яка має значення 465 кілогерц.

Сигнал проміжної частоти підсилюється підсилювачем проміжної частоти, в якому застосовуються неперестроювані високовибірні фільтри, настроєні на проміжну частоту, що дозволяє суттєво покращити якість приймання інформації в порівнянні з приймачами прямого підсилення, в яких сигнал не перетворюється, а підсилюється на своїй же частоті

Розвиток радіоприймальних засобів проходить в сторону покращення їх технічних характеристик (розширений частотного діапазону, збільшення вибірності, чутливості і т.д.), покращення умов роботи з радіоприймачами і покращення дизайну. В даний час значного покращення набуло радіомовлення на ультракоротких хвилях.

Крім діапазону 64 МГц – 74 МГц інтенсивно освоюється високочастотний,

або так званий комерційний діапазон 88 мГц – 108 мГц.

Основні введеннями розвитку радіоприймальних пристроїв є: введення автоматичної перестройки радіоприймача, дистанційного керування приймачем; застосування автоматичного регулювання підсилення (АРП); використання активних фільтрів та ін. Все більше в радіоприймачах використовують мікропроцесори, що покращують як технічні показники приймача так і простоту використання для слухача.

За допомогою мікропроцесорів можливо запом’ятовувати частоту станції, тобто запом’ятовувати напругу керування, що подається на варикапи.

1 Розрахунок структурної схеми радіоприймача

Розподіл частотних спотворень між трактами радіоприймача

Частотні спотворення, що обумовлюють нерівномірність підсилення сигналу в смузі частот утворюються майже всіма каскадами радіоприймача. Загальна величина коефіцієнта частотних спотворень М_загдБ, обумовлених ТЗ визначається як властивостями каскадів ПЗЧ, так і високочастотною частиною М_{вч дБ} радіоприймача:

М_{заг
дБ}= М _{пзч дБ} + М _{вч
дБ;}

Враховуючи те, що в схемі ПЗЧ досить важко досягти нерівномірності підсилення менше ніж 0,8…3 дБ, тому величину частотних спотворень ПЗЧ можна прийняти як:

М _пзч = 1 дБ.
Після цього частотні спотворення М _{вч
дБ}радіотракта приймача будуть дорівнювати:

М _{вч дБ}=М _{заг
дБ} – М_{пзч дБ} =9,4 – 1 = 8,4 дБ;

Після цього проведемо розподіл частотних спотворень ВЧ частини радіотракта приймача між схемою преселектора і трактом проміжної частоти. Через те, що преселектор буде мати прості перестроюванні контури з широкою смугою пропускання і незначною нерівномірністю підсилення прийнятого сигналу при його невеликій смузі з використанням амплітудної модуляції, то буде доцільно на преселекторі виділити досить невелике значення спотворень, яке при амплітудній модуляції буде знаходитись в межах (2…3) дБ. Тоді нерівномірність підсилення буде:

М_{пч дБ} = М _{вч
дБ}- М _{пр дБ} = 8,4 – 3 = 5,4 дБ.

Розподіл нелінійних спотворень між трактами радіоприймача

Нелінійні спотворення сигналу обумовлюються, як правило, схемою детектора і каскадами ПЗЧ. Загальна величина нелінійних спотворень К_{н заг} радіоприймача визначається:

К_{н заг} = К_{н
дет} + К_{н пзч};

Орієнтована величина нелінійних спотворень, що створюються схемою детектора визначається таким чином:

– для схеми амплітудного детектора 0,8...2 %;

– для схеми частотного чи фазового детектора, реалізованого за балансною схемою 0,4…1 %.

Через те, що для приймання сигналів буде використовуватись амплітудна модуляція, то приймається наступне значення нелінійних спотворень амплітудного детектора:

К _{н дет} = 0,8 %;

Тому:

К_{н пзч} = К_{н заг}– К _{н
дет} = 1,34 – 0,8 = 0,54 %;

Тому в даному випадку рівень нелінійних спотворень буде близько 0,54 %.

Розрахунок структурної схеми ПЗЧ

Вихідні дані:

– номінальна вихідна потужність 7,9 Вт;

– частотні спотворення (Мпзч) – 1 дБ;

– нелінійні спотворення – 0,54 %;

– смуга робочих частот 95Гц – 16,27 кГц;

– чутливість ПЗЧ – 18мВ;

– вхідний опір ПЗЧ – 223,3 кОм.

В схемі ПЗЧ потрібно передбачити схему регулювання з тонкомпенсацією і схему роздільного регулювання тембру з глибиною регулювання ± 37 дБ.

1.3.1 Вибір гучномовців

Порівнюючи дані таблиці 2[5] з визначеною технічним завданням смугою частот і коефіцієнтом спотворень дану схему можна віднести до другого класу, для якого коефіцієнт запаса гучномовців Кг =3, тоді потужність гучномовців

Р_Г= К_Г×Р _вих_. = 3×7,9 = 23,7 Вт.

За таблицею 1 проводиться вибір гучномовця 25АС-2, який має потужність 25 Вт, опір навантаження 4 Ом і смугу частот 40…20000 Гц, яка

перекриває задану технічним завданням смугу частот.

1.3.2 Вибір схеми підсилювача потужності

Визначається напруга джерела живлення підсилювача потужності і всього приймача. Для вихідної потужності 7,9 Вт величина залишкової напруги може бути визначена: U_зал для Р _вих до 10 Вт визначається в межах 2…3В. Тому U_зал = 3 В.

Отже напруга живлення визначається:

1.3.3 Проводиться вибір мікросхеми підсилювача потужності

Використання підсилювача в режимі класу А недоцільне через те, що він має багато недоліків, які відносяться до його енергетичних показників ( мала величина вихідної коливальної потужності, низький ККД і т.д.). Двотактний режим класу В усуває ці недоліки, тому він може бути використаний в схемі БПП. Виходячи з того, що величина вихідної потужності Р_вих = 7,9 Вт, то в вигляді схеми ПЗЧ може бути використана мікросхема TDA 7210, яка представляє собою схему, в якій каскади зібрані на біполярних транзисторах.

Ця мікросхема має наступні параметри:

– вихідна потужність Р_вих = 10 Вт;

– опір навантаження R _н = 4 Ом;

– напруга живлення Е _МС= 18 В;

– коефіцієнт нелінійних спотворень К _н = 1% при вихідній потужності 10 Вт; – смуга робочих частот Δ F = 20 Гц…30кГц;

– мінімальний коефіцієнт підсилення за напругою К_{U min} = 300;

– вхідний опір мікросхеми R _вх =55 кОм;

– частотні спотворення мікросхеми на краях смуги пропускання

М_н =2 дБ і М_в =1 дБ;

Оскільки величина вихідної потужності Р_вих менша номінальної потужності мікросхеми, то за приведеними графіками визначається нове значення коефіцієнта нелінійних спотворень К_н=0,1 % і величина напруги живлення для існуючого Р_вих Е_мс=12В.

Знайдемо коефіцієнт підсилення БПП:

;

1.3.4 Визначається тип узгоджуючого каскада і його коефіцієнт підсилення за потужністю

Оскільки R_вхПЗЧ в розрахованій схемі дорівнює 223,3 кОм, тому в вигляді узгоджуючого каскаду може використовуватися тільки схема витокового повторювача. Тому за таблицею5[ 5] проводиться вибір малопотужного низькочастотного польового транзистора КП303В з такими параметрами:

величина допустимої потжності на стоці Р_с _д_о_п= 0,2мВт;
допустимий стоковий струм І_с _д_о_п = 0,02А;
крутість транзистора S_о = 3×10^-3 А/В.

Мв= 0,12 і Мн=0,25

Для витокового повторювача коефіцієнт підсилення за потужністю обчисляється:

де R_вих _ВП – вихідний опір ВП, що приблизно обчислюється:

R_вих _ВП ≈ 1/S₀ ≈ 1/(3×10^-3 )= Ом;

К_{U
ВП}- коефіцієнт за напругою схеми ВП, лежить в межах 0,7...0,9

R_вх _ВП = R_вх _ПЗЧ = 223,3 кОм.

1.3.5 Визначається загальна величина коефіцієнта підсилення ПЗЧ за потужністю

де

а₁- поправочний коефіцієнт, що враховує введення НЗЗ, яким буде охоплено мікросхему ПЗЧ. А₁=8, тому а₁=А₁²=64.

а₂ - поправочний коефіцієнт, що враховує введення НЗЗ, яким буде охоплено мікросхему узгоджуючого каскаду. А₂=7, тому а₃=А₃²=49.

а₃- поправочний коефіцієнт, що враховує затухання сигналу в схемі регулятора тембру: оскільки величина затухання N = ±37 дБ (70,8 раз), то величина а₄=70,8²=5012.

1.3.6 Визначення загальної кількості каскадів ПЗЧ

Число каскадів визначається виходячи з загального коефіцієнта підсилення за потужністю К_{p
заг} так, щоб чином щоб:

К_{p заг(дБ)}= К_р1(дБ) + К_{p мс1(дБ)}+…+ К_{p
мсN(дБ)}+ К_{p ПП(дБ)} , де

К_р1, К_{p
мс}, К_{p мсN,}К_{p
ПП} − коефіцієнти підсилення за потужністю першого (узгоджуючого) каскаду ПЗЧ, першої N-ї мікросхеми попереднього підсилення і підсилювача потужності. Для розраховуваної схеми К_{p
заг} дорівнює:

К_{p заг(дБ)}= К_{рБПП (дБ)} + К_{p УК(дБ)}= 111+27=138 дБ;

Оскільки К_{p заг} < К_{p заг(розрах.)}, то проводиться вибір мікросхеми попереднього підсилення і розрахунок її коефіцієнта підсилення за потужністю.

Проводиться вибір попереднього підсилювального каскаду

В вигляді попереднього каскаду підсилення може бути вибрана мікросхема. Для чого з таблиці 6 [5] вибирається мікросхема К118УН1Б. Дана мікросхема представляє собою двокаскадний підсилювач постійного струму, вхідний сигнал подається на 3 ножку, а виходить з 10 ножки мікросхеми.

Мікросхема має наступні параметри:

– напруга живлення Е _МС = 12,6 В;

– вхідна напруга U_вх= 0,05 В;

– смуга робочих частот Δ F = 20 Гц…18000Гц;

– вхідний опір мікросхеми R _вх = 2 кОм;

– вихідний опір мікросхеми R _вих. =1500 Ом ;

– мінімальний коефіцієнт підсилення за напругою К_{U min} = 50;

– частотні спотворення мікросхеми на краях смуги пропускання

М_н = М _в= 0,5 дБ;

– коефіцієнт нелінійних спотворень К _н = 0,5 %.

1.3.6.2 Визначення коефіцієнта підсилення за потужністю ПЗЧ

Отже визначений коефіцієнт підсилення за потужністю дорівнює

К_{p ПП(дБ)} + К_{p МС1(дБ)}+ К_{p
ВП(дБ)}= 111+35+27=173 дБ

Це значення коефіцієнта підсилення за потужністю ПЗЧ відповідає вимогам схеми, оскільки визначене значення К_рПЗЧ не більше розрахованого, ніж на 10 % .

1.3.7 Розподіл частотних спотворень у схемі ПЗЧ

Розподіл частотних спотворень у схемі ПЗЧ проводиться окремо як для області вищих і нижчих частот.

1.3.7.1 Частотні спотворення в області вищих частот становлять:

– для схеми ви токового повторювача М_в_ВП = 0,12дБ;

для мікросхеми підсилювача потужності М_в_Б_П_П = 1 дБ ( за паспортом )
для мікросхеми попереднього підсилення М_в _М_С= 0,5дБ ( за паспортом )

Величина частотних спотворень в області вищих частот всього ПЗЧ дорівнює сумі частотних спотворень усіх каскадів ПЗЧ у децибелах:

М_{в заг(дБ)} = М_{в
БПП(дб)}+М_{вМС1(дб)}+ М_вВП(дб) = 1+0,5+0,12 дБ=1,62 (без НЗЗ)

Враховуючи НЗЗ, яким було охоплено мікросхему підсилювача потужності, її частотні спотворення будуть дорівнювати, при А₁=8:

;

Враховуючи НЗЗ , яким було охоплено попередній каскад підсилення, його частотні спотворення будуть дорівнювати, при А₂=8, М_нМС = 1,059:

Отже , величина частотних спотворень в області вищих частот всього ПЗЧ з урахуванням НЗЗ дорівнює:

М_{вПЗЧ(дБ)} =М_{вβПП(дБ)} +М_{вβМС(дБ)}+ М_вВП(дБ) =0,064 + 0,073 + 0,12 = 0,257 дБ

Отримане значення частотних спотворень в області вищих частот цілком підходить, так як воно не перевищує визначене в пункті 1.1 М_ПЗЧ = 1 дБ

1.3.7.2 Частотні спотворення в області нижчих частот становлять

– для схеми ви токового повторювача М_{н ВП} = 0,25 дБ;

– для мікросхеми підсилювача потужності М_{н БПП} = 2 дБ ( за паспортом );

– величина частотних спотворень в області нижчих частот всього ПЗЧ дорівнює:

М_{н заг(дБ )}= М_{н
БПП(дБ}+М_{н ППК(дб)} + М_{н УК(дб)},

М_{н заг(дБ )} = 2 + 0,25 = 2,25 дБ (без НЗЗ);

Враховуючи НЗЗ, яким я охопив мікросхему підсилювача потужності, її частотні спотворення в області нижчих частот будуть дорівнювати, при

А₁=8 і М_{н БПП} = 1,136:

Враховуючи НЗЗ , яким було охоплено попередній каскад підсилення, його частотні спотворення в області нижчих частот будуть дорівнювати, при А₂=7, М_нМС = 1,059:

Отже , величина частотних спотворень в області нижчих частот всього ПЗЧ з урахуванням НЗЗ дорівнює :

М_{нПЗЧ(дБ)} =М_{нβПП(дБ)} +М_{нβМС(дБ)}+ М_нВП(дБ) =0,15 + 0,073 + 0,25 = 0,473 дБ.

Отримане значення частотних спотворень в області нижчих частот цілком підходить, так як воно не перевищує визначене в пункті 1.1 М_ПЗЧ = 1 дБ

Розподіл нелінійних спотворень в схемі ПЗЧ

– нелінійні спотворення в схемі ПЗЧ розподіляються як нелінійні

спотворення, які вносить мікросхема підсилювача потужності К_{н
БПП}=0,1%

(за паспортом ), (без НЗЗ) ;

нелінійні спотворення, які вносить мікросхема попереднього підсилювального каскаду К_н _П_П_К = 0,5 % (за паспортом ), (без НЗЗ);

– нелінійні спотворення, які вносить схема витокового повторювача К_нВП = 0,2%.

Отже, сумарна величина нелінійних спотворень ПЗЧ без використання НЗЗ складає :

К_{н
ПЗЧ}= К_{н БПП} + К_{н ППК} + К_{н
ВП} = 0,1 + 0,5 + 0,2 = 0,8 %.

Враховуючи НЗЗ, яким було охопив мікросхему підсилювача потужності, її нелінійні спотворення будуть дорівнювати, при А₁ = 8:

;

Враховуючи НЗЗ, яким я охопив мікросхему попереднього каскаду, його нелінійні спотворення будуть дорівнювати, при А₂= 7:

Отже, величина нелінійних спотворень всього ПЗЧ з урахуванням НЗЗ дорівнює :

К_нПЗЧ =К_нβПП +К_нβМС +К_нВП = 0,0125 + 0,0714 + 0,2 = 0,284 % .

Значення нелінійних спотворень , отримане внаслідок розрахунків не більше, ніж задане в ТЗ і визначене в п.1.2. (К_нПЗЧ = 0,54 % ) .

Отже, розрахунок нелінійних спотворень виконаний правильно.

1.3.9 Вибір схеми регулятора тембра

Оскільки в схемі ПЗЧ повинне бути передбачене роздільне регулювання тембру, тому в якості схеми регулятора тембру, щоб забезпечити достатню глибину регулювання, варто використати схему роздільного регулятора тембру з послідовним ввімкненням регулюючих потенціометрів на мікросхемі (МС). Для чого використовується МС К118УД1. Дана мікросхема представляє собою однокаскадний диференціальний підсилювач постійного струму. Схема складається з диференціальної пари транзисторів VT1, VT4 з колекторними навантаженнями R1, R5, генератора стабільного струму, виконаного на транзисторі VT2, і кола зміщення, яке складається з резисторів R3, R4, R6 і транзистора VT3 в діодному включенні. Коло зміщення служить для задання режиму роботи генератора стабільного струму і температурної стабілізації цього режиму. Вхідна напруга повинна бути подана на інвертуючий вхід 3 МС, щоб отримати протифазну напругу для введення її як напруги НЗЗ.

1.3.10 Вибір схеми регулятора підсилення

Оскільки технічним завданням передбачено регулювання підсилення з тонкомпенсацією, то є перспектива поставити схему регулювання підсилення (рисунок 3) і здійснити компенсацію тону підняттям АЧХ як у області НЧ, так і в області ВЧ. При великому рівні гучності (повзунок потенціометра R3 у верхньому положенні) замикання струмів сигналу

відбувається через верхню частину цього потенціометра, через розташовану ліворуч схема, яка створює значний опір на всіх частотах. При малому рівні гучності (повзунок потенціометра R3 у нижньому положенні) його верхня

частина має великий опір. Через це струми сигналу розділяються так: струми НЧ проходять через коло R1 - R3; струми СЧ – через саме коло, але

частково шунтуються на корпус конденсатором C1, який створює для цих струмів невеликий опір.

Таким чином, АЧХ в області СЧ “завалюється ” а струми ВЧ замикаються через коло C1, R1.

Рисунок 3 - Схема регулювання підсилення з тонкомпенсацією.

Тому структурна схема ПЗЧ радіоприймача буде мати вигляд:

Рисунок 3 – Структурна схема ПЗЧ радіоприймача

1.4 Визначення смуги пропускання високочастотного тракту радіоприймача

При амплітудній модуляції прийнятого сигналу, ширина спектра визначається: F_{сп =}2F_в,тому для заданої верхньої частоти звукового діапазону F_{в =}16,27 кГц

F_сп = 2·16,27=32,54 кГц.

Допустима неточність спряження контурів радіоприймача визначається:

– Для короткохвильового діапазону 10…15 кГц.

Приймаємо = 10 кГц.

Можливе відхилення частоти гетеродина для радіомовних приймачів:

F_Г = (0,5...1)·10^-3 · f_cmax = 1·10^-3·16,27 · 10⁶ = 16,27 кГц,

Необхідна смуга пропускання радіоприймача дорівнює:

= 32,54 + 10 + 16,27 = 58,81 кГц.

Розрахунки показують, що при необхідності такої смуги пропускання послаблення завади сусіднього каналу при заданій в ТЗ абсолютній розстройці Δf = 44 кГц фактично неможливе, тому необхідно ввести в схему радіоприймача автоматичне підстроєння частоти гетеродина (АПЧГ). При жорстких вимогах до точності настройки, найбільш зручним є застосування системи ФАПЧ, тому смуга пропускання радіоприймача визначається:

1.5 Вибір проміжної частоти радіоприймача

1.5.1 Вибір схеми преселектора і визначення еквівалентного затухання його контурів

Враховуючи вибірність за дзеркальним каналом (S_дз = 67 дБ), визначаємо орієнтовну кількість контурів преселектора, враховуючи, що один поодинокий контур забезпечує вибірність S_дз1 = 20...25дБ:

, приймаємо nc = 3

Таким чином, в схемі повинно бути використано три ланки контура (одна ВК і дві ПРЧ ) для реалізації умов ТЗ. Для визначення кількості каскадів преселектора по таблиці 3[5] визначимо для діапазону частот технічного завдання еквівалентне затухання сигналу в контурах. Виходячи з цього визначено, що воно складає d₀= 0,008.

Електричний розрахунок вхідного кола на магнітній антені 📙 Курсовая → 🆔 77624