Блок усилителя мощности

 

 

Аннотация

 

Пояснительная записка изложена на 134 страницах  печатного текста, включает 25 таблиц и 31 рисунок. Она состоит из двенадцати глав с введением и заключением, списка использованной литературы и одного приложения.

Целью дипломного проекта является разработка бортового усилителя с выходной мощностью 1000 Вт и выходной фильтрующей системы.

 Результатом дипломного проекта является комплект графических материалов и пояснительная записка.

В процессе проектирования были рассмотрены вопросы выбора структурной схемы усилителя; разработаны предварительный и оконечный каскады усилителя мощности, схемы подачи смещения и термокомпенсации для предварительного и оконечного каскадов, выходной согласующий трансформатор на длинных линиях и выходная фильтрующая система. Проведено экспериментальное исследование макета усилителя мощности совместно с линейками фильтров третьего и шестого поддиапазонов.

Значительное  внимание уделено организационно-экономическим  вопросам, вопросам безопасности и  экологичности при разработке и эксплуатации изделия.

 

Введение

 Основная  проблема проектирования энергоемких  блоков заключается в улучшении  массогабаритных показателей.  Как  показывает анализ технических  решений современных отечественных  и зарубежных средств авиационной  ДКМВ связи, на фоне общего значительного прогресса в улучшении массогабаритных показателей аппаратуры преобразования и приема информации (переход к методам цифровой обработки), расширении функциональных возможностей, прогресс в улучшении массогабаритных показателей энергоемких блоков невелик.

Особую актуальность проблема проектирования энергоемких  блоков приобретает, когда речь идет о бортовой авиационной аппаратуре, так как к ней предъявляются  повышенные требования:

1) Ограничения на массу и объем аппаратуры. Чем больше масса и объем аппаратуры, тем меньше полезного груза  сможет нести на борту самолет, что критично как для грузопассажирских, так и для военных самолетов. 

2) Жесткие требования электромагнитной совместимости при совместной работе аппаратуры в бортовых комплексах связи. Для одновременной эффективной работы нескольких средств связи на одном самолете необходимо  искать решения для улучшения спектрального состава выходного сигнала передатчика.

3) Принципиальные трудности с рассеянием тепловой энергии. Возможность рассеивания тепловой энергии ограничивается как массогабаритными показателями, так и неэффективностью принудительного охлаждения на больших высотах.

4) Ограниченная мощность источника питания, характерная для всех автономных объектов.

5) Повышенные требования к надежности.

6) Экстремальные требования по климатическим и механическим воздействиям, работа в условиях термоударов.

7) Высокая степень автоматизации процесса связи.

Для удовлетворения всех вышеперечисленных  требований необходим комплексный  подход к построению энергоемких блоков передатчиков, и в первую очередь усилителей мощности, так как именно они в основном определяют как массогабаритные, так и основные качественные показатели радиопередающих устройств.  Отсутствие отечественных радиокомпонентов, соответствующих зарубежным по своим техническим характеристикам, приводит к тому, что разработчики или ухудшают некоторые параметры изделия, или используют нетрадиционные технические решения. Самый оптимальный вариант достигается благодаря импортной элементной базе и отечественным техническим решениям.

Всё вышеперечисленное  доказывает актуальность разработки блока  усиления мощности с меньшими габаритами и массой, чем у существующих сегодня  на рынке, при сохранении основных технических  показателей.

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

1. Технико-экономическое обоснование и выбор элементной базы

 Проектируемый усилитель мощности предназначается для радиостанций гражданской авиации, работающих в ДКМВ диапазоне, и рассчитывается в соответствии с международными стандартами, регламентирующими основные параметры, в частности, мощность, уровень внеполосных излучений, климатические воздействия, виды работ.

В настоящее время основным видом модуляции в ДКМВ диапазоне  является ОМ. Основными преимуществами ОМ по сравнению с АМ являются:

1. Узкая полоса частот, занимаемая сигналом с ОМ в радиоканале. Применение ОМ в системах радиосвязи позволяет почти в 2 раза уменьшить необходимые полосы радиоканалов и тем самым вдвое увеличить число действующих каналов в одном и том же диапазоне частот.
2. Возможность получения в системах радиосвязи с ОМ энергетического выигрыша, который при переходе от АМ к ОМ с подавленной несущей может составлять 9…12 дБ.
3. Отсутствие искажений и потерь мощности, связанные с расфазированием, так как все сообщение передается в одной боковой полосе.

Однако применение ОМ накладывает на усилитель мощности повышенные требования по линейности, не только при работе в нормальных условиях, но и при климатических  воздействиях.

 Таким образом,  целью дипломного проекта стала  разработка усилителя мощности с высокой линейностью и малыми габаритами, способного работать в широком диапазоне температур.

В разработке используются полевые транзисторы, основные преимущества которых:

а) высокий коэффициент усиления по мощности, что позволило сократить число каскадов усиления;

б) высокая линейность в режиме усиления (низкий уровень интермодуляционных искажений);

в) малые токи затвора, что позволяет упростить схемы подачи смещения и термокомпенсации;

г) отсутствие теплового пробоя и слабая подверженность вторичному пробою, что значительно повышает эксплуатационную надежность транзисторов;

д) лучшая температурная стабильность параметров;

е) высокая радиационная стойкость.

Усилители мощности с  высокой линейностью и большим  уровнем выходной мощности выгодно конструировать из модулей, представляющих из себя двухтактные ячейки на паре транзисторов, работающих в недонапряженном режиме. Для усилителя мощностью 1 кВт схему с минимальным количеством двухтактных ячеек в оконечном каскаде можно сделать только с применением мощных транзисторов.

Двухтактные схемы позволяют  уменьшить значение четных гармоник в выходном сигнале каждого транзистора  и в идеальном случае взаимно  уничтожить четные гармоники.

Недонапряженный режим  целесообразно применять в схемах, где необходимо минимизировать уровень комбинационных составляющих в спектре выходного сигнала, то есть в нашем случае при усилении сигналов с однополосной модуляцией.

Уменьшение количества двухтактных ячеек в оконечном  каскаде позволит обойтись малым  количеством суммирующих трансформаторов. Также значительно упрощается процесс подбора транзисторов с близкими параметрами, что позволит обойтись без схем выравнивания мощности, то есть упростит устройство, что значительно повысит его надежность.

Таким образом, выбранное направление проектирования позволяет создать блок усиления мощности с габаритами на 40%…50% меньше, чем у существующих аналогов, при сохранении или улучшении основных характеристик.

 

 

 

 

 

 

 

 

 

2.  Составление структурной схемы

2.1        Обзор структурных схем

Общая структурная  схема усилителя мощности приведена  на рисунке 2.1.

Рисунок 2.1 – Структурная схема усилителя мощности

В зависимости  от используемой элементной базы, возможны несколько вариантов построения высокочастотного тракта усилителя мощности.

Если использовать не очень дорогие, но и менее мощные транзисторы, то оконечный каскад соответственно будет состоять из нескольких двухтактных  ячеек (рисунок 2.2).

 

На рисунке 2.3 представлена структурная схема усилителя с двумя двухтактными ячейками в оконечном каскаде, с использованием очень мощных, но и дорогих транзисторов.

Рисунок 2.3 – Структурная схема усилителя с двумя двухтактными ячейками в оконечном каскаде

Использование мощных импортных транзисторов позволяет  значительно уменьшить массогабаритные  показатели, увеличить надежность устройства. Но встает вопрос отвода тепла (рассеиваемой мощности). Его можно решить с  помощью алюминиевого радиатора, на который непосредственно ставятся транзисторы, и принудительного охлаждения с помощью вентиляторов. Естественно, алюминий не всегда может хорошо справиться с поставленной задачей. В случаях с очень мощными транзисторами необходимо использовать медный радиатор, так как медь имеет больший коэффициент теплопроводности, но это значительно утяжеляет конструкцию.

Разработчики  компании Motorola, чьи транзисторы предполагается использовать, предлагают следующую конструкцию отвода тепла: алюминиевый радиатор, покрытый медной пластиной толщиной не менее 0,95 см. Таким образом, медь, лучше проводящая тепло, быстрее охлаждает транзистор по сравнению с алюминием. За время работы радиостанции на прием охлаждается медь с помощью алюминиевого радиатора. Такая конструкция позволяет решить задачу отвода тепла лучше и не значительно утяжелить конструкцию.

При выборе элементной базы будем руководствоваться перечнем разрешенных элементов. В качестве усилительных элементов будут использоваться полупроводниковые приборы. Для  повышения надежности при построении усилителя мощности применяем блочно-модульный принцип.

2.2 Выбор и обоснование варианта

В настоящее  время в радиопередающей аппаратуре можно использовать оба приведённых  варианта, но выбор зависит от того, какие параметры разрабатываемого устройства считать приоритетными. Естественно будем руководствоваться той схемой, которая максимально позволит уменьшить размеры без ухудшения основных параметров усилителя мощности.

Недостатком схемы, представленной на рисунке 2.2, является большое количество двухтактных ячеек в оконечном каскаде, коэффициент усиления которых должен быть одинаковым, иначе мощность на выходе усилителя будет равна умноженной на шесть выходной мощности ячейки с минимальным коэффициентом усиления, а разница выходной мощности этой ячейки и мощностей ячеек с большим коэффициентом усиления, будет рассеиваться в балластных резисторах суммирующих трансформаторов. Значит, часть полезной мощности будет просто рассеиваться в виде тепла, что недопустимо, так как существенно снижается КПД усилителя, увеличивается энергопотребление блока и повышается нагрузка на охлаждающую систему. Для предотвращения этих потерь обычно производится подбор транзисторов с идентичными характеристиками, что довольно затруднительно, ввиду их большого количества, или применяется схема выравнивания, которая сравнивает мощности на выходе каждой ячейки и изменяет коэффициент усиления ячеек так, чтобы мощности на их выходах были равны. Недостатком применения схемы выравнивания является то, что она усложняет схему усилителя, то есть приводит к его удорожанию, так же она приводит к ухудшению некоторых качественных характеристик усилителя, например таких как линейность и коэффициент усиления.

Как видно из сравнения представленных схем, мощных транзисторов в схеме на рисунке 2.3 требуется в три раза меньше, чем транзисторов средней мощности в схеме на рисунке 2.2, что значительно упрощает процедуру подбора транзисторов. Поскольку фирма продавец уже поставляет транзисторы, подобранные по парам, для применения в двухтактных ячейках, то задача подбора сводится к нахождению двух одинаковых пар, что не представляет какой либо сложности. Так же за счет разницы в количестве, затраты на приобретение транзисторов для обеих схем становятся практически одинаковыми. К тому же уменьшение количества суммирующих трансформаторов, цепей подачи смещения и отказ от применения схем выравнивания мощности дает выигрыш в габаритах усилителя, снижает потери и повышает надежность устройства, а так же уменьшает и количество комплектующих изделий, чем делает вариант, представленный на рисунке 2.3, экономически более выгодным, чем вариант на рисунке 2.2.

Таким образом  для дальнейшего проектирования выбираем вариант, представленный на рисунке 2.3, как имеющий меньшие габариты и массу, к тому же экономически более эффективный.

2.3 Структурная схема усилителя мощности и ее описание

Структурная схема усилителя мощности приведена на рисунке 2.4.

Входной сигнал (от возбудителя) поступает на предварительный каскад через трансформатор, обеспечивающий переход к двухтактной (симметричной) схеме. Сигнал, усиленный предварительным каскадом, поступает на трансформатор разделяющий сигнал между двумя ячейками оконечного каскада, в которых осуществляется усиление до заданного уровня мощности. Каждая двухтактная ячейка оконечного каскада нагружена на согласующие трансформаторы, обеспечивающие суммирование мощностей плеч двухтактного каскада и переход к несимметричной нагрузке. Далее суммирующий трансформатор производит сложение мощностей двухтактных ячеек.

Ослабление гармонических составляющих усиленного сигнала до необходимого уровня осуществляется одним из семи диапазонных фильтров, переключаемых коммутаторами. Датчик на выходе блока формирует сигнал об уровне падающей и отраженной выходной мощности и выдаёт его на схему управления, которая осуществляет управление режимами работы, защиту, а также обмен информацией о режимах работы блока с центральным устройством управления изделием. Стабилизатор напряжения питания предварительного каскада используется для уменьшения влияния оконечного каскада на предварительный по цепи питания.

 

2.4 Расчет по структурной схеме

Найдем мощность, которую должен обеспечить оконечный  каскад, с учетом ориентировочного КПД трансформатора, КПД выходной фильтрующей системы, КБВ в нагрузке, чтобы обеспечить на выходе усилителя заданную мощность (1000 Вт). Необходимая мощность на выходе оконечного каскада:

Р_{вых ок} = Р_{вых ном} / (h_тр × h_вфс×КБВ_н) Вт, (2.1)

где Р_{вых ном} – мощность на выходе усилителя, Вт;

h_тр – КПД трансформатора;

h_вфс – КПД выходной фильтрующей системы;

КБВ_н – КБВ в нагрузке.

Для расчёта  ориентировочно принимаем h_тр = 0.95, h_вфс = 0.95, КБВ в нагрузке берем для лучшего случая: КБВ_н = 0,9 (отражаемая мощность составляет не более двух процентов), в дальнейшем учтем влияние рассогласования на режим работы транзистора.

Р_{вых ок} = 1000 / (0.95×0.95×0.9) = 1230 Вт.

Найдем мощность, вырабатываемую одной двухтактной ячейкой:

Р_яч = Р_{вых ок} / 2= 1230 / 2 = 615 Вт, (2.2)

Далее определим мощность, вырабатываемую одним транзистором в составе двухтактной ячейки:

Р_1ном = Р_яч / 2 = 615 / 2 = 307,5 Вт

Зная мощность, которую должен обеспечить оконечный  каскад и напряжение питания (используется источник питания - 45 В), по справочнику [3] выбираем транзисторы MRF 157 для оконечного каскада. Для получения данной выходной мощности можно воспользоваться транзисторами типа MRF154, но они дают больший уровень комбинационных составляющих в выходном сигнале, то есть линейность усилителя будет хуже, что нам не подходит. По этому же справочнику находим мощность на входе транзистора, необходимую для получения заданного уровня выходной мощности на выходе оконечного каскада. Из характеристики приведенной в справочнике [3] видно, что на вход транзистора MRF 157 должна подаваться мощность Р_вх.1тр =4 Вт, для достижения на выходе  Р_1ном=307,5 Вт (рисунок 2.5).

Рисунок 2.5 - Зависимость выходной мощности транзистора MRF 157 от входной.

 На вход  оконечного каскада соответственно  должна подаваться мощность:

Р_{вх ок} = 4 × Р_вх.1тр = 4 × 4 = 16 Вт.

Найдем мощность, которую должен выдавать предварительный  каскад, с учетом ориентировочного КПД трансформатора:

Р_{вых пред} = Р_{вх ок} / КПД_тр Вт,  (2.3)

где Р_{вх ок} – мощность на входе оконечного каскада,

Р_{вых пред} =16 / 0,98 = 16,3 Вт. (2.4)

Определим мощность, на выходе одного транзистора:

P_тр = Р_{вых пред} / 2 = 16,3 / 2= 8,2 Вт. (2.5)

Руководствуясь  полученным значением Р_тр и перечнем разрешённых элементов, выбираем в качестве усилительных элементов предварительного каскада транзисторы MRF148. Из технических условий следует, что на вход разрабатываемого усилителя будет поступать сигнал, действующее напряжение которого равно 5 В, а так как входное сопротивление должно составлять 50 Ом, то мощность, поступающая на вход усилителя, будет равна 0,5 Вт.

Напряжение питания предварительного каскада выбираем 30 В, используем тот же источник питания, что и для оконечного каскада, и стабилизатор напряжения.

 

 

 

3. Расчет оконечного каскада

3.1       Выбор режима работы транзисторов

При усилении ОМ-колебаний  необходимо обеспечить главное требование - линейную зависимость амплитуды первой гармоники тока стока от амплитуды напряжения на затворе (в схеме с ОИ). Для этого транзистор должен работать в недонапряженном режиме с некоторым запасом (цель - не допустить перехода в перенапряженный режим) [6].

Теоретически  при работе двухтактного генератора в классе В (q=90°) четные гармоники компенсируются в выходном трансформаторе, а нечетные отсутствуют, так как равны нулю соответствующие коэффициенты разложения косинусоидального импульса. Формы токов на стоках транзисторов и на выходе усилителя показаны на рисунке 3.1 [4].

Однако вследствие нелинейности начального участка проходной  характеристики транзистора, усиливаемый сигнал искажается (рисунок 3.2). Искажения типа «ступеньки» можно скомпенсировать, увеличив угол отсечки (режим АВ). Ток одного плеча двухтактной схемы еще не успевает прекратиться, как открывается транзистор второго плеча и в нагрузке начинает протекать ток противоположного направления. «Затянутые» в начальной части полуволны токов стока взаимно компенсируются, и в нагрузке течет практически синусоидальный ток (рисунок 3.3).

Выбираем угол отсечки 120°, т.к. коэффициент Берга для первой гармоники принимает максимальное значение (рисунок 3.4), следовательно, амплитуда первой гармоники тока стока и выходная мощность максимальны. При этом КПД стоковой цепи уменьшится примерно на 15% по сравнению с классом В (рисунок 3.5).

 

 

Рисунок 3.1  Формы  токов  стоков транзисторов и в  нагрузке усилителя при θ = 90º при идеальной (линейной) проходной характеристике.

 

Рисунок 3.2  Формы  токов стоков транзисторов и в  нагрузке с учетом нелинейности  проходной  характеристики.

 

 

Рисунок 3.3  Компенсация  искажений типа «ступеньки» при работе транзисторов в классе АВ.

Рисунок 3.4  Зависимость  коэффициентов Берга от угла отсечки.

Рисунок 3.5  Зависимость  КПД стоковой цепи от угла отсечки.

3.2 Расчёт стоковой  цепи

Как уже отмечалось в  пункте 2.4, вырабатываемая мощность оконечного каскада равна 1230 Вт, мощность одной двухтактной ячейки – 615Вт, мощность транзистора – 308 Вт.

Расчет выполним  для одного транзистора MRF 157 в одном из плеч, по методике, изложенной в [5]. Напряжение питания оконечного каскада равно 45 В, но с учетом потерь в блокировочном дросселе и в проводах данное значение в расчетах уменьшают на 0,1…0,5 В.

Е_с = Е_п – 0,3=45 – 0,3=44,7 В. (3.1)

Выполним расчет стоковой цепи.

Находим амплитуду  первой гармоники напряжения U_с1 на стоке при работе транзистора в критическом режиме:

 (3.2)

где  - напряжение питания стоковой цепи, В;

- сопротивление насыщения транзистора, Ом;

- коэффициент Берга для первой гармоники;

- номинальная мощность одного транзистора, Вт.

Для обеспечения  недонапряженного режима задаемся несколько  меньшим значением амплитуды  напряжения первой гармоники:

 (3.3)

где  - амплитуда первой гармоники при критическом режиме.

Найдём максимальное напряжение на стоке:

 (3.4)

где  - напряжение питания стоковой цепи, В;

- максимальная амплитуда первой  гармоники в недонапряжённом режиме.

Теперь сравним  максимальное напряжение на стоке с  допустимым.

Максимальное допустимое напряжение сток – исток согласно справочным данным на транзистор:

Е_{си max доп} = 125 В.

Для обеспечения надежности принимается:

Е_{си доп} = 0,7× Е_{си max доп}=0,7× 125=87,5 В,

где 0,7- это максимально  допустимый коэффициент использования  элемента.

Допустимое  напряжение не превышает максимальное, значит можно продолжить расчет дальше.

Амплитуда первой гармоники тока стока:

 (3.5)

Постоянная  составляющая тока стока:

 (3.6)

где  , - коэффициенты разложения косинусоидального импульса для первой гармоники и постоянной составляющей;

- амплитуда первой гармоники  тока стока.

Максимальный  ток стока:

 (3.7)

Максимально допустимый ток стока по справочным данным на транзистор:

I_{с max доп} = 60 А.

Для обеспечения надежности принимается:

I_{с доп} = 0,7 ^. I_{с max доп} = 0,7 × 60 = 42 А,

I_{c max} = 30,8 А < I_{с доп} = 42 А

Мощность, потребляемая от источника питания:

 (3.8)

где  - напряжение питания стоковой цепи, В;

- постоянная составляющая тока  стока.

Коэффициент полезного действия стоковой цепи при номинальной нагрузке:

 (3.9)

где  - номинальная мощность одного транзистора, Вт;

- мощность, потребляемая от источника питания, Вт.

Максимальная  рассеиваемая мощность на стоке транзистора:

 (3.10)

где  - номинальная мощность одного транзистора, Вт;

- мощность, потребляемая от источника питания, Вт.

Номинальное сопротивление  стоковой нагрузки для одного транзистора  в составе двухтактной ячейки:

 (3.11)

где  - максимальная амплитуда первой гармоники, В;

- номинальная мощность одного транзистора, Ом.

3.3 Расчет входной цепи

Выполним расчет для одного транзистора MRF 157 в одном из плеч двухтактной ячейки, по методике, изложенной в [5].

Перед расчетом перечислим основные параметры транзистора, которые необходимы для расчета  входной цепи:

С_з-и = 1800 пФ входная емкость, или емкость затвор - исток транзистора,

С_си = 750 пФ выходная емкость или емкость сток - исток транзистора,

С_зс = 75 пФ проходная емкость или емкость затвор - сток транзистора.

Так как сопротивление  стока, истока, затвора и канала, а также индуктивности выводов не даны, то согласно [5] принимаем их равными нулю, а внутреннее сопротивление транзистора принимаем бесконечно большим.

Найдём амплитуду  переменного напряжения на канале:

                                                                  (3.12)

где  - ток первой гармоники, А;

- номинальное сопротивление  стоковой нагрузки, Ом;

- внутреннее сопротивление транзистора, Ом;

- крутизна транзистора (находится по справочнику [3]),

- коэффициент разложения синусоидального  импульса.

Учитывая то, что внутреннее сопротивление  в современных мощных полевых транзисторах всегда намного больше номинального нагрузочного , преобразуем формулу (3.12) к виду:

 (3.13)

Напряжение  смещения на затворе:

 (3.14)

где  - напряжение отсечки,

- переменное напряжение на  канале,

θ - угол отсечки сигнала.

Максимальное напряжение на затворе:

 (3.15)

Теперь сравним  максимальное напряжение на затворе  с допустимым.

Максимальное  допустимое напряжение затвор–исток согласно справочным данным на транзистор:

Е_{зи max доп} = 40 В.

Для обеспечения надежности принимается:

Е_{зи доп} = 0,7× Е_{зи  max доп}=0,7× 40=28 В,

Допустимое напряжение не превышает максимальное, значит можно продолжить расчет дальше.

Определим входное  сопротивление транзистора.

 На рисунке 3.6 изображена эквивалентная схема входного сопротивления транзистора. Отметим, что у полевых транзисторов индуктивная и резистивная составляющая близка к нулю, и поэтому ими можно пренебречь. Входная емкость согласно справочнику [3] равна 1800 пФ. Отсюда видно, что входное сопротивление полевого транзистора носит чисто емкостный характер.

Рисунок 3.6 - Эквивалентная схема входного сопротивления

Найдем мощность на входе транзистора, необходимую  для достижения заданной выходной мощности.

 

 

 

 

 

 

 

Рисунок 3.7 – Частотная зависимость коэффициента передачи транзистора MRF 157.

По характеристикам  транзистора, приведенным в справочнике [3] и на рисунке 3.7, видно, что коэффициент усиления транзистора по мощности на верхней рабочей частоте 30 МГц составляет 21 дБ, то есть 126 раз. Значит для обеспечения требуемой выходной мощности, на вход транзистора должна поступать мощность равная 2,5 Вт.

При разработке широкополосного усилителя возникает  проблема неравномерности АЧХ. Одним  из источников этой проблемы является то, что с ростом частоты коэффициент усиления транзистора уменьшается. Решить данную проблему можно выравниванием коэффициента усиления, в диапазоне рабочих частот, с помощью цепей коррекции.

В связи с тем, что цепь коррекции для обоих плеч одинакова, то расчет проведем для цепи одного плеча. Цепь коррекции изображена на рисунке 3.8. Она состоит из двух частей: отрицательной обратной связи и входной цепи коррекции.

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Рисунок 3.8 - Цепь коррекции АЧХ транзистора

Обратная связь  регулирует АЧХ транзистора за счет глубины обратной связи. То есть при увеличении уровня сигнала, увеличивается и напряжение обратной связи, уменьшая тем самым уровень входного воздействия.

Входное сопротивление  как уже отмечалось ранее, состоит  из емкости номиналом 1800 пФ. Посмотрим, как будет изменяться входное сопротивление транзистора в рабочем диапазоне частот. Данная характеристика рассчитывается по формуле 3.16 и приведена на рисунке 3.9.